J.H. JansenSchemaboek met transistoren * thyristoren en IC’S

M1

LHistorie v/d Radi<

KLUWER-DEVENTER

/

'6. $~oSchemaboek met transistoren, thyristoren en IC’s

L!OTHE£KN.meï'

_

J. H. JansenÜÏHEEK

M.V.H.R»’Schemaboekmet transistoren, thyristoren en IC’s

met schakelingen, ontwikkeld op de toepassingslaboratoria van:

Fairchild, ITT-Schaub Lorenz,Nat. Semicond., Philips, RCA, Siemens, SGS en Telefunken

!

Kluwer - Deventer

';

ISBN 90201 056 55; © 1971. Kluwcr-Deventer.

Niets uit deze uitgave mag worden verveelvoudigd en/of openbaar gemaakt door middel van druk, fotokopie, microfilm of op welke andere wijze ook, zonder voorafgaande schrif- tclijke toestemming van de uitgeefster.

No part of this book may be reproduced in any form, by print, photoprint, microfilm or any other means without written permission from the publisher.

Voorbericht

Zoals in de andere schemaboeken reeds is vermeld, is er door de toegenomen belangstelling voor transistoren en andere halfgeleiderelementen een behoefte ontstaan aan praktische transistorschema’s, zowel voor gebruik in laboratoria als voor amateurdoeleinden.Ook in dit deeltje zijn weer een groot aantal schakelingen verzameld, die de belangstelling van zowel de elektronicus als de amateur zullen opwekken. Het zijn beproefde ontwerpen, uitgedokterd op de toepassingslaboratoria van diverse halfgeleiderfabrikanten. Ook zal men een aantal schakelingen aantreffen, die door PAoQHB zijn ontworpen en al jaren naar volle tevredenheid werken. Men kan in het algemeen stellen, dat de schakelingen zó zijn gekozen, dat ook de amateur waardevolle informatie uit deze uitgave zal kunnen putten. Vanzelfsprekend is verondersteld, dat de lezer enige kennis van zaken heeft met betrekking tot de transistortechniek. Mocht dit niet het geval zijn, dan mag ik misschien verwijzen naar mijn serie „Transistoren, theorie en praktijk”*, waarvan tot dusver 5 delen zijn verschenen.Gaarne spreek ik mijn dank uit tot degenen, die aan de totstandkoming van dit werkje hebben medegewerkt; in het bijzonder de medewerkers van de toepassingslaboratoria van Fairchild, ITT-Schaub Lorenz, Nat. Semicond., Philips, RCA, Siemens, SGS en Telefunken, die technische informatie voor deze uitgave beschikbaar stelden.

Zoetermeer, maart 1971 De schrijver

• „Transistoren, theorie en praktijk”, door J. H. Jansen, verschenen bij Kluwer, Technische Boeken te Deventer.

■

’

.

Inhoudsopgave

Hoofdstuk 1. Schakelingen met bipolaire transistoren

1. Stabiele VFO voor de sturing van 144 MHz converters en zenders .2. Bespreking van de schakeling..........................................................3. VHF-versterker/vermenigvuldiger...................................................4. VFO als variabele oscillator voor een 144 MHz converter...............5. Kristaloscillator voor 27 MHz - 400 mW........................................6. 27 MHz zender - 2W.....................................................................7. Draadloze microfoon.........................................................................8. Ruisarme voorversterker met BC131...............................................9. Stereo-geluidsversterker voor hoofdtelefoon....................................

10. Relais- en lampdrijvers.....................................................................

11131719202122242628

Hoofdstuk 2. Schakelingen met veldeffecttransistoren

1. VHF-voorversterker voor de 2 meterband........................................2. Beschrijving van de schakeling..........................................................3. Bouw van de VHF-voorversterker...................................................4. Voltmeter met veldeffecttransistoren...............................................5. Ingangsschakeling met een zeer hoge ingangsimpedantie..................6. Bemonster- en houdcircuit met veldeffecttransistoren en op-amp . .7. Spanningsvolger met JFET en bipolaire transistor.........................8. Voorversterker voor een magneto-dynamische groeftaster...............9. Sterkteregeling met een veldeffecttransistor aan de ingang van een

op-amp..............................................................................................10. Verzwakkingsregeling met een FET-ingangsschakeling (100 dB) . .11. Besturing van Nixie-buizen met een FET-schakeling......................

2931333435363738

383940

7

U*

4012. Stroombron met grote precisie..........................................................13. Bemonster- en houdcircuit II..........................................................14. Wienbrug-oscillator.........................................................................15. Breedbandversterker met FET en bipolaire transistor......................16. 100 MHz kristaloscillator met veldeffecttransistor..........................17. Kanaalkiezer voor analoge signalen (multiplexer).............................18. Colpitts-oscillator met geringe vervorming....................................19. Cascodeschakeling voor versterking van 200 MHz signalen . . . .20. Stabilisatieschakeling met veldeffecttransistor als stroombron . . .21. Schmitt-trigger met FET en bipolaire transistor.............................22. Schakelaar voor hoge frequenties...................................................

42434445454646474849

Hoofdstuk 3. Schakelingen met lineaire IC’s

501. Mengschakeling voor een geluidsversterker met CA3048 (4 kanalen)2. Stereo-voorversterker met CA3052 van RCA.................................3. Hoofdoscillator en drie delers voor een elektronisch orgel met

CA3052 ...........................................................................................4. Tremolo-circuit met CA3052 ...........................................................5. Laagspanningsstabilisatoren met LI 23 (jiA 723) van SGS (Fairchild)6. Praktische stabilisatorschakelingen voor lage spanningen...............7. Spanningsstabilisator voor hogere spanningen.................................8. Spanningsstabilisator met externe doorlaattransistor......................9. Verbetering van de stabilisatiefactor bij de LI23 door de overstroom-

transistor als zenerdiode toe te passen............................................10. Spanningsstabilisator voor negatieve spanningen.............................

52

565758616364

6667

Hoofdstuk 4. Schakelingen voor diverse toepassingen met transistoren en thyristoren

711. Regeling van wisselstromen met een thyristor2. Thyristorontstekingseenheid voor een auto .3. Beschrijving van het schema..........................4. Bouw en controle van de thyristorontsteking5. Het wikkelen van de transformator...............6. Transistoromvormers voor TL-buizen . . .7. Omvormer voor een 6 W TL-buis...............

747578818182

8

I

848. Omvormer voor een 8 W TL-buis9. Elektronische tijdschakelaar voor vertragingen van 1 tot 100 seconden 86

10. Universele voeding ter vervanging van batterijen in draagbare radio’s,magnefoons (recorders) en platenspelers........................................

11. Beschrijving van de schakeling..........................................................Gegevens van de gebruikte halfgeleiders...................................................

Aansluitingen van de in de tabellen genoemde transistoren, thyristoren, dioden en IC’s......................................................................................

9090

97

100

r,

9

’

'

!

1. Schakelingen met bipolaire transistoren

1. Stabiele VFO voor de sturing van 144 MHz converters en zenders

De praktijk leert, dat het met transistoren moeilijker is een stabiele VFO* te maken dan met buizen. Een en ander is het gevolg van het feit, dat de transistor interne capaciteiten heeft, die spanningsafhankelijk zijn. Kleine variaties in de voedingsspanning van de oscillator geven dan ook onmiddellijk een dermate grote frequentiedrift, dat de schakeling onbruikbaar wordt voor het sturen van VHF-zenders of -converters.Ook het feit, dat de andere transistorparameters sterk afhankelijk zijn van de temperatuur, was voor kort een hinderpaal om transistoren in dit soort schakelingen toe te passen.Het probleem van de voedingsspanning is dankzij moderne schakelingen tegenwoordig wel op te lossen. Met een normale gestabiliseerde voeding met als referentie een zenerdiode is de vereiste spanningsconstantheid niet haalbaar. Echter wel met een monolytische stabilisator, zoals de (xA723 en LI23. Deze monolytische stabilisator is intern temperatuur-gecompenseerd.Het probleem van het constant houden van de temperatuur in het oscillator- deel is oplosbaar door toepassing van een oventje met een thermistor als sensor en een vermogenstransistor als verhittingselement.In de VFO, zoals deze door PAoQHB ontworpen werd, is inderdaad een monolytische stabilisator van het type jaA723 toegepast om de vereiste constantheid van de voedingsspanning van de oscillator te verkrijgen.Van het toepassen van een oventje is afgezien, omdat in de praktijk bleek dat de VFO vrijwel direct stabiel was door de geringe interne dissipatie. Verloop,

• VFO=Variable Frcquency oscillator.

11

tengevolge van een verandering in de omgevingstemperatuur werd niet waargenomen.Overigens moet men bij gebruik van een oventje tenminste 15 minuten wachten, alvorens de ruimte op constante temperatuur is gekomen, hetgeen wel bezwaarlijk is. Metingen aan de oscillatorschakeling, welke door PAoQHB wordt toegepast, leren, dat de frequentie van de oscillator 150 Hz omhoog gaat, als de voedingsspanning met 1,5 mV toeneemt. Bij een verandering van de voedingsspanning van 2%, hetgeen toch al bijzonder goed genoemd mag worden, betekent dit een drift van 80 x 150 Hz = 12 kHz, die als ontoelaatbaar moet worden geacht.De jxA723 blijkt volgens de specificaties een drift van 1,5 mV te geven bij variaties aan de ingang van de stabilisator van 2 tot 3 V. Dit is aanzienlijk beter en metingen hebben ook bevestigd, dat de spanning ijzig constant blijft. Het is inderdaad zo, dat de drift als gevolg van variaties in de stabilisator- ingangsspanning (netvariaties) en belasting nauwelijks nog waarneembaar zijn. De 24 MHz masteroscillator, gevolgd door een HF-versterker, bevindt zich in een apart doosje, dat van printplaat is samengesteld. Een dergelijk doosje is stevig en kan in elkaar gesoldeerd worden, omdat de plaat bekleed is met koperfolie.Zoals in fig. 1-6 duidelijk zichtbaar is, zijn aan de bovenkant in de hoeken montageboutjes gesoldeerd om het doosje ook aan de bovenkant met printplaat te kunnen afsluiten.Het oscillatorappartement is geplaatst op schuimplastic en heeft geen directe mechanische verbinding met het chassis. Voor de bevestiging van het schuimplastic aan het doosje en aan het chassis is een plasticlijm (Collal) gebruikt. Door de ophanging in schuimplastic dringen mechanische trillingen van de omgeving minder tot de oscillatorschakeling door. Bovendien fungeert het schuimplastic nog als warmte-isolator.De variabele condensator voor de afstemming is weliswaar tegen de frontplaat gemonteerd, maar dit is geen bezwaar, omdat deze condensator een stabiele constructie heeft.Het doosje opgebouwd uit printplaat heeft ook ten doel de oscillator van het overige gedeelte van de schakeling (HF-versterkers en vermenigvuldiger) af te schermen om terugwerking via deze weg op de oscillator te voorkomen.De laagspanningsstabilisator is in feite een extra stabilisator, want de voedingsspanning van de totale schakeling is reeds conventioneel gestabiliseerd. Hij is in de figuur niet zichtbaar, maar bevindt zich tussen de frontplaat van de VFO

!

j ■

s

< 12

h::• I

en het pertinaxdoosje. De stabilisatorschakeling is gebouwd op een stukje VERO-board en neemt vrijwel geen plaats in.

2. Bespreking van de schakelingDe toegepaste oscillatorschakeling is van het type met gescheiden meekoppel- wikkeling. Om de invloed van de transistorcapaciteiten op de kring zo gering mogelijk te houden, is een relatief grote parallelcapaciteit toegepast. De vaste capaciteit is een micacondensator. Een mial- of polyestercondensator kan hier ook worden gebruikt, zonder dat de stabiliteit merkbaar wordt beïnvloed. Achter de oscillator volgt een HF-versterker in gemeenschappelijke emitter- schakeling. De kring in de collectorleiding van deze trap wordt in het midden van de band ingesteld.De schakeling, zoals in fig. 1-1 is weergegeven, bevindt zich in het pertinaxdoosje en wordt gevoed uit de extra stabilisator met yA723.

Het schema van deze stabilisator vinden we in fig. 1-2. Hoe PAoQHB de /*A723 met omringende componenten op het VERO-board heeft gemonteerd is te zien in fig. 1-3. In de stabilisatorschakeling, zoals in fig. 1-2 weergegeven, bepalen R14 en R15 de spanning, die aan de uitgang van de schakeling optreedt. R16 met een waarde van 1 kfl is aangebracht om een optimale tempera- tuurstabiliteit te verkrijgen. R17 is een meetweerstand voor de overstroom- beveiliging. Wanneer nl. de uitgangsstroom te groot wordt, gaat de stabilisatorschakeling i.p.v. een constante spanning een constante stroom leveren. Op deze manier wordt voorkomen, dat de schakeling bij te grote belasting of bij kortsluiting wordt vernield. Met de in de schakeling opgegeven weerstand van 10 fl, wordt de uitgangsstroom bij kortsluiting begrensd tot 60 mA.De componenten van de oscillator zijn gemonteerd op de bodem van het pertinaxdoosje, waarbij de koperfolie van het printplaat als gemeenschappelijk voetpunt van de schakeling (aarde) wordt gebruikt. Draadsteuntjes zijn stripjes VERO-board, die met Collal op de bodemplaat zijn geplakt en met draadjes vastgesoldeerd. Eveneens bevestigd met Collal op de bodemplaat zijn de spoelvormen en HF-smoorspoelen. Voor de afscherming is tussen de oscillator en de HF-versterker nog een stukje printplaat aangebracht, waarvan de koperfolie eveneens door solderen met de linkerzijkant en de bodem is bevestigd (zie fig. 1-6).De HF-smoorspoel is gewikkeld op een ferrietkraal. 15 windingen is voldoende om een effectieve smoorspoel voor deze frequenties te verkrijgen. Soms kan

13

C3||22p

rs;i AF 12 4 15 P24 MHz 24 MHzH ,®TS2H AF 124 L3 LA“® Te 'i 1_ 27p 30p \

i x1“ iii

J»C70“T^SnI

- lBnsmoorsp i

I +5.8 VO---------------GESTABILISEERD

BEHUIZING

Fig. 1-1. Oscillator en HF-versterker uit de VFO van PAoQHB.Onderdelenlijst bü fig. 1-1Weerstanden bij voorkeur metaalfilm, anders 2% tolerantie, 0,1 W R1 = 10 kD R2 = lk2 R3 = lk2Translstoren:TS1: AF114, AF124, OC171, AF121 TS2: AF114, AF124, OC171, AF121Condensatoren:Cl = 75 pF mica C2 = 3 - 30 pF toltrimmer Philips C3 = 22 pF mica C4 = 4n7 ker.C5 = 15 pF mica C6 = 27 pF ker.HF-sm.spoel = 15 windingen op een ferrietkraal, CuL 0,1.

= 4,5 wdg. CuL 0,4 gewikkeld op een polystereenspoelvorm 0 9 mm, aaneengesloten gewikkeld.

= 2,5 wdg. CuL 0,4 gewikkeld op dezelfde spoelvorm; in dezelfde richting wikkelen als LI.

= 7 wdg. CuL 0,4 gewikkeld op een polystereenspoelvorm van 9 mm, aaneengesloten gewikkeld.

= 2 wdg. CuL 0,4.Afstand tussen LI en L2 en tussen L3 en L4 op de spoelvormen: ca. 2 mm.

R4 = 2k7 R5 = 6k8 R6 = 330 Q

C7 = 3 - 30 pF toltrimmer Philips C8 = 10 nF ker.C9 = 18 nF ker.CIO = 5n6 ker.Cv =0,5-5 pF variabele condensator

LI

L2

L3

L4

14

R17 R17--------- C=3C21lt100p W cm10II 7oo3—

*»?□ *75 II7 /0 9° IQOpUITUIT 5.8 V*5.8 V 80- -03 80MAX. r-----

60mA MS1IN

o3 7o-n*«n ■04 707?74 4 5 60 R14 IN*9-*12V 6,8 k *9-*12V1 £°j

T BOVENAANZICHT J_Fig. 1-3. Indeling van de stabilisator op VERO-board.

BOVENAANZICHT

Fig. 1-2. Stabilisator voor de oscil- lator en HF-versterker met /*A723 of L123, AKU ^ 1,5 mV.

Onderdelenlijst bij de figuren 1-2 en 1-3 Weerstanden: 0,1 W, tol. 2%R14 = 6k8 R15 = lk2Condensator:C21 = 100 pF ker.

R16 = 1 kQ R17 = 10 Cl, 0,3 W

men in de dump ferrietkralen kopen, waarin een aantal gaatjes zitten, die reeds van draad zijn voorzien. Deze ferrietkralen kunnen hier zonder meer worden toegepast.Het is duidelijk, dat voor het verkrijgen van een stabiele oscillator de onderdelen stevig moeten worden gemonteerd, in het bijzonder de LC-kring, die hoofdzakelijk de opgewekte frequentie bepaalt. De wikkeling op de 9 mm spoelvorm wordt dan ook met plasticlijm vastgezet, zodat deze niet kan verschuiven.In de zijkant van het pertinaxdoosje is, zoals uit de figuur blijkt, een doorvoertule aangebracht, om de draaicondensator Cv met het oscillatorcircuit te kunnen verbinden. De koppeling tussen de oscillator met HF-versterker en de hierna te bespreken HF-versterker/vermenigvuldiger geschiedt met een stulge 72 O soepel coax. kabel, dat aan de voorkant van het chassis zichtbaar is.

15

§o 2: £0 UJ 2

g*I* a

55u-u.

8 g‘2 b b o s <

to ONHl* gu ^ 1-o « ^ o. il, 5 ^2

a. a- « gG

«o —■ — o o ca O

«oÖÜÖ U.U.U.

Q ***3S S

3. VHF-Yersterker/vermenigvuldiger

Teneinde een voldoende groot uitgangssignaal op ca. 72 MHz te verkrijgen, dient het opgewekte 24 MHz-signaal eerst nog te worden versterkt en vervolgens in frequentie te worden verveelvoudigd naar 72 MHz.De schakeling, die deze functie realiseert, vinden we in fig. 1-4. Om de terugwerking tot een minimum te beperken, staan de transistoren in de gegeven schakeling in gemeenschappelijke basisschakeling. Bovendien is bij het gebruik van de gemeenschappelijke basisschakeling de kans op parasitair oscilleren veel geringer.De eerste trap (TS3) heeft een lineaire instelling, welke verkregen wordt met de weerstanden R8 en R9. De basis is naar aarde HF-ontkoppeld met Cl2. In de collectorleiding vinden we een LC-kring, die op 24 MHz is afgestemd. De afstemcondensator is hier een Philips-toltrimmer.TS2 fungeert als frequentievermenigvuldiger. De transistor is zoals we zien op het afknijppunt ingesteld, zodat van de kromme ingangskarakteristiek van de transistor optimaal gebruik wordt gemaakt. Dit is nodig, omdat we in deze trap de frequentie van 24 MHz moeten vermenigvuldigen tot 72 MHz. De LC-kring in de collectorleiding van TS4 is om deze reden dan ook afgestemd op 72 MHz. Achter de vermenigvuldiger volgt dan nog een HF-versterker, die op 72 MHz is afgestemd. Deze trap is ook weer in het lineaire werkgebied ingesteld en geeft hierdoor een maximale versterking.Het 72 MHz signaal wordt tenslotte afgenomen van een aftak op L7 en via een Belling-Lee-plug aan de achterkant van het chassis naar buiten uitgevoerd. De 72 MHz spoelen zijn van het zelfdragende type en gewikkeld op een 9 mm ijzerboor. Daar blank koperdraad van 1 mm wordt gebruikt, dient de spoel iets te worden uitgetrokken, opdat de windingen geen sluiting met elkaar maken. De toegepaste afstemcondensatoren in de 144 MHz kringen zijn schijf- trimmers met een waarde van 13 pF. De in het schema aangegeven HF-smoor- spoelen zijn van hetzelfde type als bij de oscillatorschakeling; 15 windingen op één ferrietkraal is hier zeker voldoende, vanwege de hogere frequentie.De VHF-versterker/vermenigvuldiger is eveneens gebouwd op een plaatje per- tinax met koperfolie (printplaat). De schakeling is in fig. 1-6 rechts zichtbaar. Draadsteunen zijn ook hier stripjes VERO-board. De koude zijden van de condensatoren en spoelen zijn direct op de pertinaxplaat gesoldeerd, hetgeen duidelijk zichtbaar is. Schijftrimmers en spoelvormen zijn met Collal op de montageplaat geplakt.

17

ï»

*•

S5o ioN5: IH" I5;CT)

COco

Ss- gHl—!'• 6

oö5 O

£gC «/>o5 U,

O.[I'Si«o £•o

4. VFO als variabele oscillator voor een 144 MHz converterHoewel de beschreven VFO primair ontworpen is voor het sturen van een kortegolfzender, is het ontwerp ook vanwege zijn uitstekende stabiliteit te gebruiken als variabele oscillator voor een VHF-converter.De VHF-versterker en mengtrap kan hierbij van conventionele opbouw zijn met dien verstande, dat aan de mengtrap een extern oscillatorsignaal wordt toegevoerd. Dit signaal ontlenen we dan aan de uitgang van de beschreven VFO.Een bruikbare VHF-versterker en mengtrap is o.a. beschreven in „Transistoren, theorie en praktijk”, deel 4 door J. H. Jansen, blz. 44 (zie ook fig. 1-5). Van de

schakeling kan het deel, dat gevormd wordt door TS3 en TS4 vervallen. We injecteren het VFO-signaal via een condensator van 3 pF op de emitter van TS2. Vanzelfsprekend zal, afhankelijk van de gekozen middenfrequentie, de VFO een harmonische moeten opwekken met een wat lagere frequentie dan de signaalfrequentie. Kiezen we bijvoorbeeld een middenfrequentie in de buurt van 4 MHz, dan zal de VFO een signaal dienen af te geven liggend tussen 70 en 71 MHz. Deze frequentieverschuiving is eenvoudig te verkrijgen door de toltrimmer C2 in het oscillatorcircuit iets in te draaien. Eventueel kan menook een lage middenfrequentie van bijvoorbeeld een normale omroepontvanger (472 kHz) aanhouden, omdat het ingangssignaal de oscillator toch niet kan „meetrekken”. Van „spiegels” heeft men op de 2 meterband doorgaans weinig hinder, omdat men hier toch met gerichte antennes werkt.In het convertergedeelte zoëven genoemd, moet natuurlijk de middenfrequent- afstemming aan de uitgang (C14/L6) worden aangepast aan de gekozen middenfrequentie. Bij een lage middenfrequentie, bijvoorbeeld 472 kHz kan men een normale middenfrequenttrafo toepassen. Kiest men een hogere frequentie, dan zal de afstemkring zelf gemaakt moeten worden, waartoe we de kortegolfamateur wel in staat achten.pfr-WYi* I I flThS"-5. Kristaloscillator voor 27 MHz - 400 mWDe 27 MHz band is een van de twee frequentiebandcn, die men mag gebruiken voor radiomodelbesturing.In fig. 1-7 is een eenvoudig schema weergegeven van een kristaloscillator, waar-

SOOnH480nH*7p 68 p 60 ohm

II f100p 220pKrista

Fig. 1-7. 27 MHz kristaloscillator (Siemens).

20

mee een 27 MHz draaggolf kan worden opgewekt. Desgewenst kan men ook direct met de uitgang van de schakeling een antenne verbinden. Ook is het mogelijk de schakeling te gebruiken voor het sturen van een HF-eindversterker die een wat groter vermogen afgeeft.De transistor staat in gemeenschappelijke basisschakeling. Zoals bekend, is het bij deze fundamentele schakeling ter verkrijging van de noodzakelijke meekoppeling voor het oscilleren voldoende, tussen de collector en de emitter een condensator aan te brengen. Immers de signalen, die aan de collector en de emitter optreden, zijn met elkaar in fase.Daar het kristal tussen de basis en het gemeenschappelijke voetpunt van de schakeling is opgenomen, zal er alleen oscilleren kunnen optreden voor de serie-resonantiefrequentie van het kristal. Alleen in dat geval bevindt zich tussen de basis en het genoemde voetpunt een lage impedantie om de gemeenschappelijke basisschakeling te verkrijgen.Met de regel weerstand R1 stellen we de transistor in het juiste werkpunt in, om een maximaal uitgangsvermogen te verkrijgen. Het is noodzakelijk de transistor te koelen, bijvoorbeeld met een koelster, die gemakkelijk om de behuizing van de transistor kan worden geschoven.In de collectorleiding bevindt zich een afstemkring, die op de kristalfrequentie wordt afgestemd. Achter deze kring volgt tenslotte nog een pi-filter voor de onderdrukking van harmonischen en voor de aanpassing van de oscillator aan een laagohmige belasting. De zelfinducties van de parallelkring en het pi-filter zijn luchtspoelen (draad CuL 0,7), die men afregelt door de wikkelingen meer of minder in elkaar te drukken.

Specificaties Voedingsspanning Opgenomen stroom Uitgangsvermogen Oscillatorfrequentie

15 V95 mA 400 mW 27,12 MHz

6. 27 MHz zender - 2 WIn fig. 1-8 is een tweetraps 27 MHz zender weergegeven, die een vermogen afgeeft van 2 W. De transistor in de kristalgestuurde oscillator (TS1) staat ook hier in gemeenschappelijke basisschakeling.Met de uitgang van de oscillator is de eindtrap TS2 gekoppeld, die in gemeenschappelijke emitterschakeling is opgenomen en in klasse C werkt. Het RC-

21

netwerk in de basisleiding van TS2 zorgt ervoor, dat tijdens het oscilleren de basis zich negatief instelt t.o.v. aarde.Het rendement van de gehele schakeling is 45%. Het uitgangssignaal wordt direct van de collector van TS2 afgenomen. Men dient de beide transistoren van een koelelement te voorzien.

47p Sn 60 ohmII IKK

r.WC BSY34\^yLH t*

Sn TS2jl BSY34*1 CS

C 5mm

basisschakeling. Afstemming in het frequentiegebied van 150 MHz geschiedt met LI en de hieraan parallel geschakelde condensatoren.Met C2 is nauwkeurige afstemming van het opgewekte signaal mogelijk. Achter deoscillator volgt de scheidingstrap met AFY16.L2, die deel uitmaakt van de parallelkring aan de uitgang van de scheidingstrap en tevens als antenne fungeert.

1r 2.2Püi iTSt

AFY12

©I’ST T Jr-Hh

C2TS2

AFY16\ 0“ L2l

BA 138—IN—1 ji 56k I

560hKi-1-BZYQ5C6V2

CZÏ

rv*|TS3 rss

¥ f>-4----- BCY58BCY5Q&fp

i f 1 rFig. 1-9. Draadloze microfoon (Siemens).

Frequentie-modulatie wordt verkregen met de capaciteitsdiode BA138. Zoals bekend, verandert bij deze dioden de eigencapaciteit met de aangelegde spanning. Daar de diode parallel aan de oscillatorkring werkzaam is, zal een verandering van de eigencapaciteit van de diode een frequentieverandering teweegbrengen. De instelspanning van de diode verandert met de modulatiespanning, die via een weerstand van 56 kD verkregen wordt van de microfoonversterker (rechts onder in het schema). Op de ingang van de versterker moet men een kristalmicrofoon aansluiten. Voor verkrijgen van een grotere reikwijdte kunnen we desgewenst op de uitgang van de zender een A/4-straler (antenne) aansluiten.

23

Specificaties:Voedingsspanning Opgenomen stroom Frequentie (instelbaar)

9 V8 mAca. 150 MHz

Zelfinducties:LI: 2,5 wdg. spoeldiameter 5 mm, draad 1,0 mm verzilverd koperdraad met

aftakking op een afstand van 12 mm (draadlengte) vanaf de koude kant (aarde).

L2: U-beugel, 18 x 15 mm, 1,5 mm verzilverd koperdraad.

k-ohm1000

** genoptm

10

Fig. 1-10. Generatorwcerstand voor minimaal ruisgetal flgen opt als functie van de emitterstroom Vce = 5 V (geldig voor de transistor BC131).0,1

1/iA 10pA XX)pA ImA

8. Ruisarme voorversterker met BC131In de geluidsversterkertechniek is het dikwijls noodzakelijk een signaal van een wisselspanningsgenerator extra te versterken, alvorens men dit signaal aan de hoofdversterker kan toevoeren. We denken hierbij aan signalen afkomstig van magneto-dynamische groeftasters en magnefoon(bandrecorder)-kopjes.Voor het verkrijgen van een zo gunstig mogelijk ruisgetal is het van belang de

24

emitterstroom zó te kiezen, dat inderdaad van een zo goed mogelijk ruisgetal sprake is. Welnu voor de BC131 kunnen we het verband geven, dat er dient te bestaan tussen de generatorweerstand en de emitterstroom. Het verband tussen de beide grootheden vinden we in fig. 1-10. De collector-emitterspanning van de transistor heeft slechts een geringe invloed op de ruis, zodat men enigszins vrij is in de keuze van deze spanning.Een ruisarme voorversterker, die voor het versterken van kleine signalen ontworpen is, vinden we in fig. 1-11. Het ontwerp is een twee-trapsversterker.

*t2VO

TS2'70k BC130

rsiBC131 Sm

0,1 M°—II

3JSVA —2Sk

Fig. 1-11. Ruisarmc voorversterker met transistoren BC131 en BC130 (Tclefunken).

\33k22 V0—f[pi ï

[9M ]220k “\22k

i■Oo- T

Om de vereiste stabilisatie tegen het verlopen van het instelpunt te verkrijgen, wordt de instelling van de eerste trap ontleend aan een tap op de emitter- weerstand van TS2. De ingangstransistor staat in gemeenschappelijke emitter- weerstand en de tweede werkt als emittervolger. Daar hierdoor het uitgangssignaal in tegenfase is met het ingangssignaal kunnen we gemakkelijk beredeneren, dat door het aanbrengen van een weerstand tussen de emitter van TS2 en de ingang van TS1 tegenkoppeling optreedt.Het uitgangssignaal wordt afgenomen van de emitter van de tweede trap en is instelbaar met de potentiometer, die we aan de uitgang vinden.

Technische specificaties:Ingangsweerstand Spanningsversterking Vermogensversterking Onderste grensfrequentie Signaal-ruisverhouding

= 20 pV; Rgcn = 50 kü; A ƒ = 16 kHz).

rin= 65k£l|Ay = 100G = 45 dB /o = 10 Hz

F = 15 dB

25

9. Stereo-geluidsversterker voor hoofdtelefoonOm van stereo te kunnen genieten, is het niet noodzakelijk over een indrukwekkende geluidsinstallatie, die ettelijke honderden guldens heeft gekost, te beschikken. Men kan het ook eenvoudiger doen. Vooral in de begintijd van de stereo werd er, vanwege de kosten, veel geluisterd met een hoofdtelefoon. Thans is de prijs niet zo’n bezwaar meer en velen hebben zich dan ook een goede installatie aangeschaft.Toch heeft het luisteren naar stereo met een hoofdtelefoon zijn charmes, by-

->£ 1I

*jo i*TIM I I i♦ -S?T •* V « II ISk rsj

2N22I9

nkÏfe- fU'00 ,001 X TSi

FD100 T 2N290i

>I CI.Kni

IMLOO rst

BCT07

te nF® al irr»■ RECHTSI BC107u 1*Jnui ïrt

X BALAHCE

Iffl\270

jt--------- --------------------------- 1SUV RUI w* UHKSI ISk

ISTERKTE

1TS7 lCSca2N2219 ^ c±3

os X rst FD100 T 2N290i mt

iCS.,SOfii9 IQ i

rssBC107

Rn URis BC107a 27k 200k It si kis■ sroL _____ iFlg. 1-12. Stereo-geluidsversterker voor hoofdtelefoon (SGS-Fairchild).

26

voorbeeld het onafhankelijk zijn van storende invloeden van de omgeving. Door SGS-Fairchild is op het toepassingslaboratorium een stereoversterker voor hoofdtelefoon ontwikkeld, die er zó interessant en tevens zó eenvoudig uitziet, dat wij deze schakeling gaarne aan de lezers willen voorleggen. Het schema van de versterker staat in fig. 1-12. We ontdekken in het ontwerp twee identieke versterkers uitgerust met een complementaire eindtrap. Door het ontbreken van een transformator is deze eindtrap bij uitstek geschikt voor kwaliteitsweergave.De beide eindtrappen worden gestuurd door een zgn. Darlington-paar, die een grote versterking geeft. Bovendien heeft een dergelijke schakeling een hoge ingangsimpedantie, die nog vergroot wordt door toepassing van het boots- trapprincipe.De instelling van de ingangstrap wordt via een spanningsdeler ontleend aan de uitgang van de eindtrap. Hierdoor wordt voor gelijkspanning een sterke tegenkoppeling verkregen, waardoor de instelling niet kan verlopen. Om de tegenkoppeling voor de geluidswisselspanning teniet te doen, is in het tegen- koppelnetwerk nog een ontkoppelcondensator opgenomen (C2 en C6). Wil men voor de wisselspanning wel tegenkoppeling realiseren en het liefst fre- quentie-onafhankelijk, dan kan men tussen de uitgang en de basis van de ingangstrap nog een RC-netwerk aanbrengen.In de schakeling zijn deze extra componenten gestippeld weergegeven. De noodzakelijke spanningsval tussen de bases van de eindtransistoren om oveme- mingsvervorming te voorkomen, wordt verkregen met twee dioden en een weerstand in serie. Deze conceptie ter verkrijging van een spanningsval tussen de twee bases is een algemeen gebruikelijke schakeling.Aan de ingangen van beide kanalen vinden we twee sterkteregelaars, waarvan de assen met elkaar gekoppeld zijn (tandempotentiometer). Ook de aan/uit- schakelaar SI is met de as van de sterkteregelaar gekoppeld, zoals uit het schema blijkt.De derde potentiometer Rl, die we in de schakeling aantreffen is de zgn. balansregelaar. De hier toegepaste balansregeling wordt veel gebruikt vanwege zijn eenvoud.De ingangsweerstand van de versterkers is ongeveer 500 kO bij een frequentie van 1 kHz. De ingangsgevoeligheid is 150 mVeff. voor een eindvermogen van 50 mW. De versterker is dus geschikt voor een directe aansluiting op een kristal- groeftaster. Voor magneto-dynamische groeftasters is een extra voorversterker met frequentiecorrigerend netwerk noodzakelijk.

27

De beide versterkers kunnen gevoed worden uit twee platte droge batterijen van 4,5 V in serie. De totale stroomafname ligt in de ordegrootte van 15 mA. De batterijen gaan dus lang mee. Bij 50 mW is de vervorming in ieder geval kleiner dan 5%; bij 10 mW kleiner dan 0,4%. Bij een eindvermogen van 15 mW is de 3 dB bandbreedte 50 Hz tot 30 kHz.De schakeling, zoals deze door SGS-Fairchild werd gebouwd, werd ondergebracht op een montageplaatje van 7,3 x 6,5 cm. Als montagemateriaal kan Vero-board worden aanbevolen. Behuizingen van plastic of hout zijn te verkrijgen in grote warenhuizen. Toegepaste pluggen zijn Din-pluggen, die overal verkrijgbaar zijn.

10. Relais- en lampdrijversEen bijzonder simpele schakeling voor het aan- en uitschakelen van een signa- leringslampje is gegeven in fig. 1-13.Voor de meeste toepassingen kan de lamp worden gezien als een ohmse belasting, waarbij we er wel rekening mee moeten houden, dat er een groot verschil bestaat tussen de weerstand van de lamp in koude toestand en die, waarin de gloeidraad is verhit.

vb

Fig. 1-13. Versterker voor signa- leringslampje (SGS).I-TL •----Mok j j

I I

i IAls de transistor voor de eerste keer wordt ingeschakeld, ondervindt de stroom van het lampje een relatief lage weerstand, die 10 maal zo klein kan zijn als de weerstand, wanneer de lamp brandt. De transistor moet op de hoge inschakel- stroom zijn berekend. Men kan er door een goed gedefinieerde basisstroom ook voor zorgen, dat de maximale collectorstroom niet wordt overschreden, want bij hoge stromen daalt de stroomversterking van een Si-transistor. Ook wordt parallel aan de transistor wel een weerstand opgenomen, die ervoor zorgt, dat de gloeidraad van de lamp, bij aangesloten batterijspanning, nooit in volledig koude toestand kan verkeren.

28

2. Schakelingen met veldeffecttransistoren

1. VHF-voorversterker voor de 2 raeterbandDe 2 meterband is één van de amateurbanden, die door de zendamateurs wordt gebruikt voor het maken van kortegolfverbindingen (QSO’s). Het is een bijzonder interessante kortegolfband, waarop dan ook niet alleen veel zendamateurs uitzenden, maar waarop ook druk geluisterd wordt door kortegolfluisteraars. Zowel de zendamateurs als luisteramateurs kampen veelal met het probleem, dat zij niet kunnen beschikken over een goede buitenantenne, omdat dit op vele plaatsen, in het bijzonder in onze drukke bevolkingsagglomeraties, onmogelijk is. Men moet zich dan ook behelpen met een zolderantenne of zelfs een kamer- antenne. Het is duidelijk, dat wanneer men niet over een dakantenne kan beschikken, dit bijzonder goed merkbaar is in de responsie van de ontvanger. Men hoort veel minder stations en meestal alleen die kortegolfstations, die in de omgeving werkzaam zijn.Aan de ontvangstkwaliteit is wel het een en ander te doen door het toepassen van een extra VHF-voorversterker, het liefst uitgerust met een MOSFET van het dual-gate-type. Het beste is het, de voorversterker zo dicht mogelijk bij de antenne op te nemen. Een van de voordelen van de tetrode-veldeffecttransistor in HF-versterkers is de geringe kruismodulatie, zelfs als in de versterkertrap gewone of automatische versterkingsregeling wordt toegepast. Een veldeffect- transistor, die voor deze toepassing aantrekkelijke eigenschappen heeft, is de RCA40603. Dit type MOSFET is dan ook in onze VHF-voorversterker toegepast. Een ander type, dat zich ook voor gebruik in deze voorversterker leent, is de TA7149, eveneens van RCA.De schakeling, die we hier beschrijven is ontwikkeld door PAoQHB, die het ontwerp gebruikt als voorversterker voor de bekende kortegolfontvanger voor amateurbanden.

29

+I2VRta6 O" rRA SMOORSP.TSI

G2mLI L2C66;Cl IKKANT. UITGANG

144-IA6MHZ"0 ==«144 -146MHz y. itiYD2 C5C 7C3y c«lK-------- .S(° °Y, 40603 \L of W77«/

—yoRCA

G2

ONDERAANZICHT

Fig. 2-1. VHF-voorversterker voor de 2 meterband (PAoQHB).

Onderdelenlijst bij fig. 2-1 Weerstanden: 0,1 W, tolerantie 2%R1 = 120 k Q R2 = lk8 R3 = 120 Q R4 = 50 kCl

Condensatoren:C4 = 560 pF ker. C5 = 1500 pF ker. C6 = 1500 pF ker.

= 220 pF ker.C2, C7 = 4,5 - 20 pF schijf trimmer ker.

= 1500 pF ker.

Cl

C3

Spoelen:LI, L2 = 5 wdg. gewikkeld op een lichaam van 7 mm (bijv. boor); draad 0 1 mm vertind

of verzilverd. Uittrekken tot een spoellengte van 15 mm. LI en L2 zijn zelfdragende spoelen dus niet gewikkeld op een spoelvorm.

HF-sm.spoel gewikkeld op een 100 kQ weerstand: draad 0 0,1 CuL, lengte van de draad 45 cm. Gesloten gewikkeld.

Halfgeleiders:TS1 = 40603 (RCA) of TA 7149 (RCA), MOSFET van het verarmingstype. Dl, D2 = 1N4154 of OA91, OA92 (capaciteitsarme dioden).

30

Degenen, die meer van deze ontvanger willen weten kunnen we verwijzen naar „Transistoren, theorie en praktijk” deel 4, door J. H. Jansen, verschenen bij Kluwer, Technische Boeken te Deventer.

2. Beschrijving van de schakelingIn fig. 2-1 is het schema van de VHF-voorversterker voor de 2 meterband weergegeven.Tussen de antennekabel en de ingang van de versterker (gate nr. 1) is een enkelvoudige afstemkring, bestaande uit C2 en LI opgenomen. Deze kring wordt in het midden van de 2 meterband (145 MHz) afgestemd.Om de 75 Ü. antennekabel op de kring aan te kunnen passen, is een aftakking op de spoel aangebracht. Deze aftakking bevindt zich op 1 winding vanaf de aardkant.Verder zien we, dat op de spoel een aftakking is aangebracht (1V2 winding van de onderkant), waarmee twee capaciteitsarme Si-dioden 1N4154 zijn verbonden. Twee video-dioden OA91 zijn hier ook goed te gebruiken. De dioden dienen om de veldeffecttransistor tegen atmosferische ontladingen te beschermen en bij zendamateurs om een te groot HF-ingangssignaal van de zender naar aarde af te klemmen.De veldeffecttransistor heeft bij 144 MHz een ingangsimpedantie van 5 kO. Om deze reden is het nodig, ook de gate op een aftakking van de spoel aan te brengen (3 wdg.v.o.).De diverse aftakken zijn gemakkelijk op de spoel aan te brengen, omdat deze van het zelfdragende type is. De spoel is gewikkeld van 1 mm vertind koperdraad. Beter is nog verzilverd koperdraad, maar vertind draad voldoet ook goed. De spoel werd gewikkeld op een boor van 7 mm. Na het wikkelen de spoel uittrekken tot ca. 15 mm.De veldeffecttransistor wordt ingesteld met de spanningsdeler R2/R3. Door de spanningsdeler komt de source van de FET op een positieve spanning t.o.v. aarde te staan, waardoor het mogelijk is gate nr. 2 negatief in te stellen t.o.v. de source, bijvoorbeeld op aarde. Hierdoor kan de versterking met de spanningsdeler R1/R4 over een groter gebied worden ingesteld. In het algemeen zal men de algehele versterking regelen achter de voorversterker. In dat geval mag men de spanningsdeler opvatten als het regelinstrument om de FET op een drainstroom van ca. 5 mA in te stellen.De MOSFET is dan werkzaam in een recht gedeelte van de overdrachtskarak- teristiek voorwaarts, waardoor de kans op kruismodulatie zeer klein is. Daar

31

R1Ü2Ók | n1,8 k K

•iKZB-i33k«OOP fff«F SM.SP

0 ICOAX I /A/ü/r

c; |1500pii0/ii'lï®*

I ISOOp ,i-ljEïtHi1 IIl^_

COAX—BOVENAANZICHT

Fig. 2-2. VHF-voorversterker van PAoQHB, lay-out van dc bedrading.

.

IéA ' ssft®/•••

-hês ■-%' ‘

ï&ÊM 'MFig. 2-3. VHF-voorversterker, componentenzijdc.

32

Fig. 2-4. VHF-voorversterkcr, bedradingskant (printje).

streven we dan ook naar hoewel dit bepaald niet is te realiseren met bipolaire, dus gewone transistoren.In de drainleiding vinden we tenslotte een afstemkring, die eveneens op 145 MHz is afgestemd. De spoel L2 heeft dezelfde constructie als LI. In de voedings- leiding naar de +12 V is een HF-smoorspoel opgenomen. Op de aftakking is één winding vanaf het koude eind van L2 een tap aangebracht waarop via een condensator (C6) de coax.kabel naar de ontvanger is aangesloten.De smoorspoel is gewikkeld op een 100 kO weerstand met een draadlengte van 45 mm. Te gebruiken draad 0,1 CuL, diameter van de weerstand ca. 3 mm.

3. Bouw van de VHF-voorversterkerIn fig. 2-2 is een bouwtekening van de VHF-voorversterker, die voor zichzelf spreekt, gegeven. Ook verwijzen we naar de figuren 2-3 en 2-4, waaraan men duidelijk additionele informatie met betrekking tot de bouw kan ontlenen.Bij het monteren van de MOSFET moeten we voorzichtig te werk gaan. De FET is door de fabrikant voorzien van een holnietje of dipje. We wikkelen eerst dun montagedraad (blank) om de aansluitingen dichtbij de omhulling.

33

Vervolgens verwijderen we het holnietje of de klem en kunnen daarna de FET insolderen. De andere componenten moeten dan al in de schakeling zijn aangebracht. Verwijdert men de spoel, bijvoorbeeld om deze over te wikkelen, sluit dan eerst de aansluitingen van de FET tegen elkaar kort met een draadje. Gebruik geen schroevedraaier met een geïsoleerd heft om te kijken of de FET iets doet bij het aanraken van de gate.Tenslotte nog een opmerking over de extra versterking, die met de voorver- sterker wordt verkregen. Bij de schakeling, die PAoQHB in gebruik heeft, bedraagt de versterking 10 x (20 dB), hetgeen overeenkomt met ca. 3 S-punten. De ruisbijdrage van de voorversterker is gering, waardoor de signaal-ruis- verhouding van de ontvanger aanzienlijk beter is geworden.

4. Voltmeter met veldeffecttransistorenIn fig. 2-5 is een voltmeter weergegeven, waarin twee veldeffecttransistoren _yan het type 2N4340 zijn toegepast. Een voltmeter met veldeffecttransistoren vertoont veel minder drift dan buisvoltmeters en bovendien is de schakeling gemakkelijk te voeden uit een stel droge batterijen. Men behoeft geen netspanning in de omgeving te hebben om de voltmeter te kunnen gebruiken. De meter is, zoals uit het schema blijkt, in een brugschakeling opgenomen. In de beide brugtakken bevinden zich de veldeffecttransistoren.

0,5 v si2M

tb7* S2CS2B 4,7 k•JKING5k

200fjA

TS2TS1 IN 914 2N4340~n:2N4340 m-INGANG BALANS500

53,3MS2A

Fig. 2-5. Voltmeter met veldeffecttransistoren.

34

Als er geen spanning aan de ingang van de voltmeter optreedt, is de brug in evenwicht. In de beide takken is de stroom dan gelijk. Tussen de beide „drains” van de veldeffecttransistoren treedt er geen spanningsverschil op en de meter zal niet uitslaan.Treedt aan de ingang van de schakeling een spanning op met de juiste polariteit, dan wordt de „gate” van TS1 sterker negatief en zal deze transistor minder stroom trekken. TS2 gaat dan meer stroom trekken, omdat de beide transistoren via de gemeenschappelijke „sourceweerstand” met elkaar zijn gekoppeld. De brug is uit evenwicht geraakt en de meter slaat uit. Aan de ingang van de volt- meterschakeling vinden we een verzwakkernetwerk met weerstanden en standenschakelaar voor de verschillende spanningsbereiken. De diode over de meter beveiligt dit instrument tegen oversturing. Met de potentiometer in de gemeenschappelijke sourceleiding regelen we de schakeling af, zodat hij precies in evenwicht is als er geen spanning aan de ingang optreedt. Met de potentiometer, waarop de meter is aangesloten, stellen we de gevoeligheid in. Met de gevoelig- heidsregelaar ijken we de voltmeter.

5. Ingangsschakeling met een zeer hoge ingangsimpedantie Voor sommige toepassingen is het dikwijls noodzakelijk de beschikking te hebben over een ingangsversterker met een zeer hoge ingangsweerstand. Een dergelijke schakeling vinden we in fig. 2-6. De schakeling bestaat uit twee

t

s Ik *Vb2N3619Ja *30Vrs2Cl 22n ■5 lOO/iT"aov2N2926H ®r250VDfl RAFig. 2-6. Ingangsschakeling met

zeer hoge ingangsimpedantie.A70n \mnC2INGANG nop rïraoR2\ 6.8 k | Vk\ JOkUuiTGANG

O- -L—

35

trappen, waarin een veldeffecttransistor en een bipolaire transistor zijn opgenomen.Door toepassing van het bootstrapprincipe heeft de schakeling voor lage frequenties een ingangsimpedantie van ca. 80 MD.De veldeffecttransistor is in de schakeling als sourcevolger opgenomen; de bipolaire transistor is geschakeld als emittervolger. Dit betekent dan ook, dat de spanningsversterking altijd kleiner is dan 1 maar de uitgangsimpedantie van de schakeling is daarentegen laag, hetgeen bepaald een voordeel is wanneer men met het uitgangssignaal een laagimpedante belasting moet sturen. In feite is de schakeling dan ook op te vatten als een impedantie-omzetter, want op de ingang kan men een signaalbron aansluiten met een hoge inwendige impedantie, terwijl aan de uitgang een signaal van vrijwel gelijke grootte beschikbaar is over een lage impedantie.De toegepaste transistoren zijn courant en in de radiohandel verkrijgbaar.

6. Bemonster- en houdcircuit met veldeffecttransistoren en op-amp In de regeltechniek komt het dikwijls voor, dat men de grootte van een spanningsniveau op een tijdstip tQ moet onthouden gedurende een bepaalde tijd. Zo’n schakeling met veldeffecttransistor en op-amp zien we in fig. 2-7.

LM 102rsiuir-incang 2 N4339 GANG

Ik

V +WM 0,1 u

Pölycarbonaatdiëlektricum Fig. 2-7. Bemonster- en houdcircuit met FET en op-amp (NS).*

Monster + 1SV Bemonsteren -15 Houd“LT

De veldeffecttransistor fungeert in de schakeling als een schakelelement. Maken we de gate positief (+15 V), dan gaat de FET geleiden en neemt de condensator de spanning over, die aan de ingang van de schakeling heerst. Als de FET even daarna afgeknepen wordt, blijft de spanning over de condensator gehandhaafd, omdat de op-amp LM102 als spanningsvolger fungeert. Aan de uitgang van

36

de op-amp heerst dezelfde spanning als over de condensator. Eventuele kleine verschillen kunnen we met de offsetregelaar (1 kD) elimineren.De veldeffecttransistor 2N4339 is hier gekozen, vanwege de lage /Gss (kleiner dan 100 pA) en de zeer lage /o(af) (kleiner dan 50 pA) en de lage pinch-off- spanning.Het is duidelijk, dat de schakeling slechts aan de verwachtingen voldoet als de schakeling elders niet te veel lek geeft, bijvoorbeeld het printmateriaal, waarop het circuit is gemonteerd.

7. Spanningsvolger met JFET en bipolaire transistorWe zien, dat in de schakeling van fig. 2-8 de JFET geschakeld is als source- volger en de transistor als emittervolger. In de schakeling is het bootstrapidee toegepast van de uitgang naar een knooppunt van de ingangsspanningsdeler van de schakeling. Verder is er in de schakeling tevens een condensator aangebracht tussen de uitgang en de drain van FET. Dit betekent dat de drain

■o

LH +30V2JM M TS1 O.lfJ

II2NM160,001p . mP) 2N3644

0»T .A’v

rs2U

Ri Z 100M cl ^ Q25pF

Fig. 2-8. Schakeling met hoge in- gangsimpedanties (NS). IIï>

dezelfde spanningsverandering ondergaat als de gate van TS1. Kortom, van het Miller-effect hebben we hier geen hinder en dientengevolge heeft de schakeling dan ook een geringe ingangscapaciteit (kleiner dan 0,25 pF). De spannings- versterking van de schakeling is iets kleiner dan 1.

37

8. Voorversterker voor een magneto-dynamische groeftasterIn fig. 2-9 is een voorversterker met veldeffecttransistoren weergegeven, die een versterking geeft van 35 dB bij 1 kHz (2,2 mV ingangsspanning voor een

i k+15 V

D Ö'°*ISOkO.OlH UITGANG0.01» TS2lhj

de niet-inverterende ingang van de op-amp. Maken we de gate meer positief, dan neemt de steilheid van de veldeffecttransistor toe, waardoor de spannings- versterking zal dalen. Op de offset van de schakeling heeft de versterkings- regeling geen invloed.

V( R1 R2CZJ cm

TS12N3685.

LM 101UITGANG

+

\R3

Fig. 2-10. Op-amp met sterktere- geling (NS).-yi

STERKTEREGELING

T

De verschilspanning aan de ingang van de LM 101 ligt in het mV-gebied, zodat de FET inderdaad in het aanloopgebied van de /DS- KDS-karakteristiek werkzaam is. De veldeffecttransistor geeft dan ook een lineaire weerstand over verscheidene weerstandsdecaden, waardoor een uitstekende elektronische sterkteregeling wordt verkregen.

10. Verzwakkingsregeling met een FET-ingangsschakeling (100 dB)De veldeffecttransistor is, zoals we reeds opmerkten, een bestuurbare weerstand, zolang het pinch-off-gebied nog niet is bereikt. In de elektronica wordt van deze eigenschap van de FET veelvuldig gebruik gemaakt.In fig. 2-11 is een schakeling voor versterkingsregeling weergegeven, waarmee een verzwakking is te bereiken van meer dan 100 dB. Het verzwakkingscircuit bestaat uit drie transistoren, waarvan er twee in serie tussen de ingang en de uitgang zijn aangesloten. Tussen het serieknooppunt en aarde bevindt zich een derde FET.Als we het ingangssignaal onverzwakt willen doorgeven, dienen TS1 en TS2 volledig te worden uitgestuurd; TS3 moet dan afgeknepen staan.Voor een optimale verzwakking sturen we TS1 en TS2 in de spertoestand, terwijl we TS3 volledig openzetten. Het behoeft geen betoog dat in het laatste geval van het ingangssignaal aan de uitgang niets meer is waar te nemen.In de schakeling wordt de mate van verzwakking verkregen met een tandem- potentiometer. Het is duidelijk, dat de sturing van de FET’s ook elektronisch

39

kan geschieden, hetgeen ongekende perspectieven biedt voor elektronische regelingen. De gegeven sterkteregeling is bruikbaar tot 10 MHz als de juiste HF-constructie-techniek wordt toegepast. De 2N4391 heeft een ^DS(aan) van 30 a

TS1 rs2 VIDEO 2N4391 INGANG

VIDEO INGANG 2N4391

© ©TS3± 2N4391ph|}*

Fig. 2-11. Verzwakkingsregeüng met veldeffecttransistoren (NS).

- 10V OflOlfj

11. Besturing van Nixie-buizen met een FET-schakelingDe 2N3684 heeft een BVDS, die hoger ligt dan 50 V. Om deze reden en ook omdat de Vp van de transistor tussen 2 en 5 V ligt is genoemde FET geschikt voor het besturen van Nixie-buisjes, waarbij de informatie ontleend wordt aan DTL of TTL.In fig. 2-12 is een besturingsschakeling voor Nixie-buisjes weergegeven. De drainspanning van de FET’s wordt afgeklemd naar +50 V, vanwege de reeds genoemde BVDS van de 2N3684. Voor de afklemming zorgen de dioden. Als de uitgang van een NAND aarde is, wordt de gate van de FET ca. 5 V negatief t.o.v. de source. De transistor staat dan afgeknepen.Is de uitgang van de DTL of TTL-NAND hoog, dan is KGS 0 V en staat de veldeffecttransistor volledig open. Tussen de anode en de katode van het betrokken decimale cijfer staat dan een spanning, die hoger is dan de ontsteek- spanning van het neon en het gewenste cijfer licht op.

12. Stroombron met grote precisieIn de schakeling zijn de veldeffecttransistor en de bipolaire transistor opge-

40

nomen resp. als sourcevolger en als emittervolger. Er vindt bij deze discrete transistoren dus geen fasedraaiing plaats.Over de weerstand R1 ontstaat tengevolge van de in deze weerstand vloeiende stroom een spanning, die aan de inverterende ingang van de op-amp wordt toegevoerd.

+v

NIXIEBUISJE

+50VO-

rs2rsi2N36842N3684

i®+sv Fig. 2-12. Besturingsschakcling met FET’s voorNixie-buisjes (NS).o

VANLOGICA

JLT

Stel, dat de stroom in R1 de neiging vertoont af te nemen. Dan neemt de spanning over de weerstand ook af. De negatiefgaande verandering aan de inverterende ingang resulteert in een positiefgaande verandering aan de uitgang van de op-amp. De FET, alsmede de bipolaire transistor gaan hierdoor meer stroom trekken. We zien, dat de stroomdaling door het totale oircuit wordt gecorrigeerd. De schakeling is in wezen dan ook een sterk tegengekoppelde versterker.Met de niet-inverterende ingang van de op-amp is de stroombron te sturen zoals blijkt uit het schema. De uitgangsstroom 7U = VrfRl, waarbij Vx groter dan nul volt moet zijn.De schakeling van fig. 2-13 is eveneens een bestuurbare stroombron, alleen bevindt zich de meetweerstand nu in de collectorleiding van de eindtransistor. Door deze extra omkering in het circuit moeten de aansluitingen aan de ingang van de op-amp worden omgekeerd.

41

u V♦rst Rl

I

de geheugencapaciteit Cl en de belasting. Bovendien sluit de transistor de gewenste tegenkoppellus.

14. Wienbrug-oscillatorHet is niet zo eenvoudig een sinusoscillator te maken, die spontaan start en tevens een constante amplitude afgeeft met weinig vervorming.Een Wienbrug-oscillator, die in genoemde opzichten volledig voldoet, is weergegeven in fig. 2-15. Bovenin het schema ontdekken we de brug van Wien, die tussen de uitgang en de niet-inverterende ingang van de op-amp is aangesloten.

i

■

:2.2fi 300k

0,068

oHi

ï : 1N9UT TS1

I------- 2N3069 LM 103C®HFig. 2-15. Wicnbrug-oscillator- frequentie 10 Hz (NS). Topwaardc uitgangsspanning Vp ££ Vz + IV.

r5* -■

Als de oscillator gestart is, en dat zal zeker spontaan geschieden door de grote versterking van de LM 101, zal, nadat het amplitude tot een bepaalde waarde is aangegroeid, de zenerdiode LM103 in de toppen van de sinus gaan geleiden. Er ontstaat een pulserende gelijkspanning, die met de aanwezige condensator van 2,2 wordt afgevlakt. Aldus ontstaat een regelcomponent, die we aan de gate van de regel-FET toevoeren.Als er geen regelsignaal aan de FET wordt toegevoerd, vertoont deze een lage weerstand, die de tegenkoppeling tussen uitgang en inverterende ingang bij de op-amp ten dele ongedaan maakt. De oscillator zal dus spontaan starten.

43

Zodra echter de zenerdiode de toppen van de negatieve fase van de opgewekte sinusvormige wisselspanning doorlaat, ontstaat een negatieve spanning aan de gate van de FET en zal deze transistor een hogere weerstand gaan vertonen. Hierdoor wordt de tegenkoppeling sterker en zal de amplitude van de wisselspanning niet verder toenemen.De FET kunnen we hier dan ook opvatten als een regelelement, dat afhankelijk van de grootte van de opgewekte sinusspanning de versterking binnen de oscillatorschakeling toe of af doet nemen.

15. Breedbandversterker met FET en bipolaire transistorDe veldeffecttransistor in de schakeling (fig. 2-16) is opgenomen in gemeenschappelijke sourceschakeling, de bipolaire transistor in gemeenschappelijke emitterschakeling. De drainstroom van de FET wordt a' maal versterkt door

■O + 15VrS2

2N5139\■0 + 15V

TS22N5139

0TS1 TS 72/V4476 2A/4476v; vi Kio oKi R2

Wk■o

iv n* uwm nï n»±— —

Fig. 2-17. FET-ingangsschakcling; Vu = R2/RI X V\.

Fig. 2-16. FET-ingangsschakcling met hoge ingangsimpedantie (NS)

de bipolaire transistor. De versterkte stroom vloeit eveneens in de sourceweer- stand van TS1. Het gevolg hiervan is, dat de schakeling een zeer hoge ingangsimpedantie krijgt. Het is immers alsof de steilheid van de FET met een factor a wordt vergroot. De spanningsversterking van de schakeling is ongeveer gelijk aan 1.Wanneer men de gegeven hybrideschakeling wil toepassen voor spanningsversterking dan kan men tussen de collector van TS2 en de sourceweerstand van TS1 een extra weerstand opnemen, zoals fig. 2-17 illustreert. De spanningsversterking wordt dan bepaald door de verhouding R2/R1.

44

16. 100 MHz kristaloscillator met veldeffecttransistorIn feite is de gegeven oscillatorschakeling een Collpitts-oscillator (fig. 2-18), als we aannemen, dat het kristal zich inductief gedraagt. Dat is blijkbaar zo, want anders zou er geen oscilleren mogelijk zijn.De oscillator is bijzonder simpel omdat zich in het circuit geen zelfinducties bevinden.

+2BV

4.7kUITGANGo

0.001u 0.001 u

r"1”Ö.OOty

TS1

O1100 kHz 2N3Q230 Fig. 2-18. Kristaloscillator met veldeffecttransistor (NS).5"17. Kanaalkiczer voor analoge signalen (multiplexer)Afhankelijk van de logische signalen, die aan de DM7800 worden toegevoerd, zal óf de ene FET óf de andere een lage weerstand vertonen (fig. 2-19). Het

rs/2N4860o-

©ANALOGE INGANG I VuLM 1020i

1N9H4cm> 10 k44 tn>TS22N4860i

©BESTU- IRING i DM7800 DTL I TTL I oANALOGE INGANG 21N914l 10 k^Ot> 44 CD

i''SPANNINGS-

VERTALER UITBREIDING AANTAL TRAPPEN

Fig. 2-19. Analoge schakelaar met veldeffecttransistoren (NS).45

ingangssignaal van de geselecteerde ingang wordt aan de op-amp LM102, die als spanningsvolger werkt, toegevoerd.De schakeling kan gebruikt worden als elektronische schakelaar (chopper) voor een oscilloscoop.

18. Colpitts-oscUlator met geringe vervormingHet behoeft niet veel toelichting om in deze oscillatorschakeling een Colpitts- oscillator te herkennen (fig. 2-20). De vervorming van het signaal is gering,

Onderdelenlijst bij fig- 2-20Voor 20 MHz:Cl = 700 pF C2 = 75 pF Vdd = 16 V LI = 1,3 /xHL2 = 10 wdg. 0 10 mm, lengte 20 mm Id = 1 mAGegevens voor 20 MHz:2e harmonische = —60 dB 3e harmonische minder dan —70 dB

'MLU?i/6l 6fikUITGANG

LI Hl' rjz C2

VDD—

47p11Fig. 2-20. Oscillator van het Colpitts- type met geringe vervorming (NS).

dank zij de toepassing van een veldeffecttransistor en door de inductieve koppeling van de belasting met de kring. Het spanningspunt — VG kan men desgewenst met aarde verbinden.

19. Cascodeschakeling voor versterking van 200 MHz signalenEen veldeffecttransistor veroorzaakt slechts een geringe kruismodulatie zodat dit element zich bij uitstek leent voor toepassing in VHF-versterkers.In fig. 2-21 is een cascodeschakeling weergegeven, waarbij het niet noodzakelijk is een neutrodynisatienetwerk aan te brengen. In de schakeling is het op eenvoudige wijze mogelijk de sterkte te regelen.TS2 staat in de schakeling van fig. 2-21 geschakeld in gemeenschappelijke sourceschakeling, TS1 in gemeenschappelijke gateschakeling. Door aan de gate van TS2 een regelsignaal toe te voeren, kan men de overdrachtsconduc- tantie voorwaarts beïnvloeden en daarmee samenhangend de versterking van de cascodeschakeling. Het is bij deze schakeling wel noodzakelijk, dat de /Dss van de bovenste transistor groter is dan die van de onderste transistor.

46

rsiL22N 4416

€ / UITGANG 7#—£K-4Sf? 2*(ZZ1o 2'Qp0,002» 0,002»

ï Órs22N4416

€z./ I2-aPINGANG Fig. 2-21. 200 MHz cascodever-

sterker met ASR. ASR-bereik 59 dB, vermogensversterking 17 dB. Tap bij LI op een kwart vanaf het koude einde.

• l!f±2-8p .i!!

|20. Stabilisatieschakeling met veldeffecttransistor als stroombronIn het pinch-off-gebied gedraagt de FET zich als een stroombron. Het is dan ook duidelijk, dat we met deze transistor in combinatie met een zenerdiode een spanningsreferentie kunnen creëren, die bijzonder constant is. In fig. 2-22 is een dergelijke schakeling weergegeven.Bij de gegeven schakeling is de verzwakking van voedingsspanningsvariaties groter dan 100 dB.

!

+ VOEDINGSSPANNINGTS1

2N433Q

-Oty/r

" o,i» 4 *=■

LM 103Fig. 2-22. Spanningsregclingsrefe- rentie met FET en zenerdiode.'

47

i

21. Schmitt-trlgger met FET en bipolaire transistorNormaal geleidt TS2, waardoor er over de gemeenschappelijke source-emitter- weerstand een spanningsval wordt opgewekt, die een drempel voor de Schmitt- trigger vormt (fig. 2-23).Wanneer de ingangsspanning een waarde, gelijk aan de spanningsval over de sourceweerstand verminderd met Vp overschrijdt, gaat de veldeffecttransistor geleiden, waardoor er zich door de rondkoppeling een lawine-effect manifesteert, dat tenslotte het volledig geleiden van TS1 en het sperren van TS2 tot

o+I2V

lOkUITGANG12kTS1

2N3069

Fig. 2-23. Schmitt-trigger met FET en bipolaire transistor (NS). INGANG

470

resultaat heeft. Over de gemeenschappelijke source-emitterweerstand ontstaat nu een spanningsval tengevolge van de drainstroom van TS1. Daalt de ingangsspanning, dan zal op een zeker moment TS2 weer opengaan en treedt een lawine-effect in omgekeerde zin op, waarbij de schakeling in de toestand terugkomt, waarvan we aanvankelijk uitgingen.De veldeffecttransistor geeft vrijwel geen belasting op het sturende circuit, hetgeen als een voordeel van de schakeling mag worden genoemd in vergelijking met de Schmitt-trigger met bipolaire transistoren.

48

22. Schakelaar voor hoge frequentiesTussen de in- en uitgang van de schakeling in fig. 2-24 bevindt zich een serie- schakeling van twee veldeffecttransistoren. Het gemeenschappelijk sourcepunt is met de parallel transistor verbonden.

I TS2 VIDEO 2N4391 UITGANG

VIDEO TSI INGANG 2N4391

750 o/iml fVJ I TS32N4391—

Fig. 2-24. Schakelaar voor hoge frequenties (NS). Verzwakking groter dan 80 dB bij 100 MHz. Verzwakking in de aan-toestand ca. 6 dB.

1M*"Y-10V

■

nr

In de aan-situatie van de schakelaar spert de paralleltransistor en geleiden de beide serietransistoren. Het ingangssignaal wordt in deze toestand slechts met een geringe verzwakking naar de uitgang doorgegeven. Brengen we de schakelaar in de uit-toestand, dan sperren de beide serietransistoren en geleidt de paralleltransistor. Het ingangssignaal wordt dan geblokkeerd.Van de schakeling kunnen de volgende gegevens worden vermeld: verzwakking bij 100 MHz groter dan 80 dB. Als de schakeling zich in de doorlaattoestand bevindt, is de verzwakking slechts 6 dB bij de gegeven afsluitimpedantie van 50 a

i

,

49

3. Schakelingen met lineaire IC’s

1. Mengschakeling voor een geluidsversterker met CA3048 (4 kanalen)Het komt nogal eens voor, dat men een aantal geluidssignalen onafhankelijk van elkaar wil mengen, alvorens men dit signaal aan de hoofdversterker toevoert. Welnu, RCA brengt een monolytische IC in de handel met 4 gescheiden versterkers, die zich voor ons doel bij uitstek leent.In fig. 3-1 is de mengschakeling weergegeven. Al, A2, A3, A4 zijn de vier circuits uit de CA3048, waarvan de uitgangen met elkaar zijn doorverbonden. Een erg simpele schakeling, waarvan de vier versterkers zijn opgenomen in slechts één enkele DIL.Bij de CA3048 bevindt zich intern tussen de uitgang en de inverterende ingang een tegenkoppelnetwerk. De tegenkoppeling wordt minder effectief als we tussen de in verterende ingang en aarde een impedantie aansluiten. Hoe lager de weerstand, des te groter de versterking.In de gegeven schakeling wordt de versterking bepaald door de genoemde impedanties (serieschakeling van R en C).De ingangsimpedantie van de verschillende kanalen is bij uitgedraaide sterkte- regelaar 75 kü en neemt toe, wanneer we de arm van de potmeter omlaag draaien tot 500 kD (de waarde van de sterkteregelaar). De netwerken tussen de uitgangen en aarde zorgen voor de noodzakelijke demping indien de belasting een inductief karakter mocht hebben. De versterking per kanaal is met de gegeven componentenwaarden 20 dB.

50

INGANG 1 CA 3048

r°k RS cs A> > T |-C=I—

± 820 50/i r

R13

i 8-2*CS-T- 0.008/* «□«INGANG 2

—

500k

«

RU

1C6 8JkR6C/O *1-0,008//

150// C3 UITGANGR10 100INGANG 3 INC3||Q,/?3 *75 f/n/nj500* cz>-^3C7*7“

50/iC/7 “T“ 0,008//

100RilINGANG ACA || 0,A7fi

<

RA R16\500k

J- R8 C8I» 50//

8,2*C12 -7- 0,008// C/2^j/00

—

m^Vcc 12V

(Al, AA)AARDE

*VCC 12VAARDE m^lA2,A3)

mmn

Fig. 3-1. Mengschakeling met CA3048 (4 kanalen) (RCA).51

2. Stereo-voorversterker met CA3052 van RCARCA brengt een monolytische geïntegreerde schakeling in de handel, waarin zich 4 gescheiden circuits bevinden, die elk een hoge versterking geven. Door het uitbrengen van deze geïntegreerde schakeling kan de bouw van een stereo- versterker sterk worden vereenvoudigd. Met een enkele CA3052 zijn we nu in staat twee complete voorversterkers voor een magneto-dynamische groef- taster plus toonregeling te realiseren. De beide voorversterkers zijn in staat eindversterkers van uiteenlopende vermogens zonder meer volledig uit te sturen. In fig. 3-2 is een ontwerp van een voorversterker met toonregeling weergegeven, die samengesteld is uit twee circuits van de CA3052. Op de ingang van de schakeling dienen we een magneto-dynamisch element aan te sluiten, dat een spanning afgeeft, groter of gelijk aan 5 mV. De totale versterking van de schakeling met toonregeling in het midden ingesteld, bedraagt 47 dB. Een grotere versterking is mogelijk, maar dan moeten we de tegenkoppelnetwerken veranderen. Bij een versterking van 47 dB en een uitgangsspanning van 1 V is de vervorming kleiner dan of gelijk aan 0,3 %.Het toegepaste klankregelnetwerk is van het verzwakkingstype. Met dit netwerk kunnen we de randfrequenties van het audiospectrum (100 Hz en 10 kHz) 11,5 dB ophalen. Eveneens kunnen we met dit netwerk de genoemde frequenties met ca. 10 dB verzwakken.De eerste versterker A2 is voorzien van het zgn. RIAA-egalisatienetwerk voor het verkrijgen van de gewenste weergeefkarakteristiek bij magneto-dynamische groeftasters. Dit netwerk is aangebracht tussen de uitgang van A2 en de inverterende ingang van deze versterker (aansluiting 7).Ook bij de tweede versterker Al is tussen de uitgang en de ingang een tegen- koppelnetwerk aangebracht. Cl zorgt er hier voor, dat boven de 20 kHz de versterking afneemt. Tevens is met dit netwerk de balansregeling verbonden, zoals uit het schema blijkt.De circuits A3 en A4 in de monolytische schakeling CA3052 kunnen we toepassen voor het andere stereokanaal. De gehele voorversterking voor beide kanalen kan dus geschieden met één enkele CA3052.In fig. 3-3 is de voorversterker nogmaals weergegeven, alleen zijn in dit schema de sterkte- en klankregeling van plaats verwisseld. Ook bij deze schakeling is de versterking 47 dB en blijft het met de klankregeling mogelijk de randfre- quentie van het geluidsspectrum 10 dB op te halen of te verzwakken. De vervorming bij 1 kHz en een uitgangsspanning van 1 V is wederom kleiner dan 0,3%.

52

S|oö §*u0 O2‘5-5? g.§SSf3as-sS^‘3

lil1 IIM C ^

ioi$

512§3

V

inT

£ tei+ 513-§te l£**V

m o' Ös- E 8l«£§ E,, te s* j

■—II4< 2-HMi-

Jca*■o

g§s§ * ^1---- Ëp--- II2

s| 2*5- o*• ï*

[illtelE|[tel[g1E1^1RI £s- ¥ _¥o

cf

s?a t{==>—1-C=DJe O

a- §5■ii*

)s-N ■■

5CIF -j Ovo

'E>3- IdHhlblHHblHy^i* u* § §«•>Jtes

c>*c ;*

ï^oI2r

i S*§■C±l—|l> en—|i-

Je

ÖSKto ♦ m-1+ 3*Al I2

5

53

k'

gMrI|S

^ ♦ a2-LIS * *, *«t «Na s

•ou :=>I •sa. SS 55S2c rtcj5-« *3>SIII 2

ét J-Ssi T* II «■ i'&SQ r ii*ii&■8 S ö ?£ XI-=f=o'f g* «.2tl

as< >t±}-AH' C3

*§ g § | Je -SS"T1§5 8 = c MI" ï§II D& &£5-=Jr § 2* o^Hl 2o

£*5 E o ? S ££ 40 «?tlöö Jes$ a *

IsJcïèi Ja2]o> $ S-AïO _§_ .$ -

32*

tfraI, £§Ao 3U

oS.1 «L c"i'iii8T S •■s|h !S si* 53 jjolifS*§Lf^-

* *

2 «i s22 o3O «I &81 ju£ «M* a5>II2§ >C=3 4a.F-i£ Mi

In fig. 3-4 tenslotte is de sterkteregeling van de voorversterker in het tegen- koppelnetwerk van de tweede versterker Al opgenomen. Sterkteregeling is vanzelfsprekend op deze wijze mogelijk, omdat de tegenkoppeling de mate van versterking bepaalt. Indien men de tegenkoppeling variabel maakt, kan men op deze manier eveneens de versterking regelen.Van de gegeven schakeling is de versterking bij 1 kHz 46 dB en de harmonische vervorming kleiner dan 0,17%.

3. Hoofdoscillator en drie delers voor een elektronisch orgel met CA3052De hoofdoscillator en de delers van een elektronisch orgel worden veelal nog met discrete componenten samengesteld. Het is duidelijk, dat men een aanzienlijke arbeidsbesparing verkrijgt, wanneer we hier een geïntegreerde schakeling zouden kunnen toepassen, waarmee in één keer oscillator en delers te realiseren zouden zijn. De monolytische geïntegreerde schakeling CA3052 leent zich voor dit doel.

2,2 M2JML—J(=3 PENNEN 2 EN 5

VERBINDEN MET AARDE + 12VOLT VERBINDEN MET 12 EN IS

CA A13

680p 116 AlAA3IA X""ASTABIELE

MULTIVIBRA TORy^ASTABIELE MULTIVIBRATORO SUB II

UITC6C37^0t22p=po,ip

°SUBI== C2

330pUIT

&CSZ±= 33 Opce

T^p 86IJ a2A3

L1 710 ASTABIELEMULTIVIBRATOR

^HARTLEY OSCILLATORCl

0,5 pHOOFDOSCILL. ---------- o UIT

SUB III -o UIT

J_C7"T0,A7fj

JL-caT 0,056p

Fig. 3-5. Hoofdoscillator en 3 delers met CA3052 voor een elektronisch orgel (RCA).

56

Zoals bekend, bevinden zich in de schakeling 4 aparte circuits, die een verster- kerfunctie vervullen. Volgens een toepassingsbericht van RCA blijkt het met deze geïntegreerde schakeling mogelijk te zijn een hoofdoscillator en drie delers samen te stellen.In fig. 3-5 is weergegeven, hoe men een aantal externe componenten moet aanbrengen om de oscillator en delers te verkrijgen.A3 is de hoofdoscillator en vormt met de IC een Hartley-oscillator. Met LI wordt de frequentie precies ingesteld. A4 is een astabiele multivibrator, dankzij de meekoppelweerstand van 2,2 MO tussen de uitgang en de niet-inverterende ingang van het circuit. De periode-tijd wordt bepaald door interne weerstanden in de IC en de externe condensator C3. C3 laadt zich langzaam op, totdat de schakeling omkipt. Er volgt dan een snelle terugslag, die we kunnen gebruiken om de volgende trap te triggeren.De uitgangssignalen van de delers zijn zaagtandvormig en dus rijk aan harmo- nischen. Het uitgangssignaal is ca. 200 mV.Twaalf stuks CA3052 zijn nodig om een 4 octaafs elektronisch orgel, wat betreft de toonoscillatoren en delers, te kunnen realiseren. I4. Tremolo-circuit met CA3052Een bijzonder effect, dat men kan verkrijgen bij de versterking van geluid van een muziekinstrument is tremolo. Men verandert bij tremolo de sterkte van de opgewekte tonen in een laagfrequent ritme, doorgaans met een frequentie van 6 Hz.Tremolo is niet hetzelfde als vibrato. Bij vibrato wordt de frequentie van de opgewekte toon in een laagfrequent ritme gewijzigd. In feite treedt er bij vibrato frequentiemodulatie op.In fig. 3-6 is een eenvoudige schakeling voor het verkrijgen van tremolo weergegeven. A2 uit de CA3052 is geschakeld als Wienbrug-oscillator en wekt een sinusvormige wisselspanning op van ca. 6 Hz.De versterker A3 versterkt het opgewekte signaal van het muziekinstrument. Van de circuits uit de CA3052 is bekend, dat er zich intern een tegenkoppel- netwerk bevindt tussen de uitgang en de inverterende ingang. Als we de impedantie tussen inverterende ingang en aarde verkleinen, neemt de versterking toe. Doen we dit in een laagfrequent ritme dan verschijnt aan de uitgang van de versterker een signaal met veranderlijke sterkte.Het verkleinen van de impedantie aan de inverterende ingang wordt verkregen door een diode of transistor tussen de betrokken ingang en aarde aan te sluiten.

57

Door de diode of transistor meer of minder met een sinusvormige verandering uit te sturen, treedt er - hetgeen we juist wensen - een veranderlijke weerstand aan de inverterende ingang op. We verkrijgen op deze manier een goed werkend tremolo-circuit.

VERSTERKER MET ^STERKTE REGELING0,6 7fj

il 9 SfjVilA3 o\SIGNAAL IN UITGANGI10

II ru'Sa L—

?: */?<Ik

T52. TS7.tsh

A i rsisTS401W

TS5 TS9 TS11 TS12\l5k

Vu

01TS10 S-2V ^INIETUITGE-

VOEROB'J 105IKG © TS13100-L-C/ 02

rss T5p 6‘2VTS1 rsis FREQ. COMPEN- t SATIE

MEETPUNTOVERSTROOM©©h © R130k {raRe 'R95k I300 150MEETPUNTOVERSTROOMVpzfrt * NIET IN- ^ t ^ i

' VERTERENDE V~ INGANG

:1559-la !INVERTERENDEINGANG

NIETINVERT. INVERT.

ING.FREQ.COMPENSATIE

--- ? —v+ VREF ING

TEMP GEC0M-?6 ?

ring LI23. Deze geïntegreerde spanningsstabilisator komt qua specificaties overeen met de /*A 723.In fig. 3-7 is de monolytische schakeling schematisch weergegeven. Ter verduidelijking is tevens een blokschema van het circuit afgebeeld.Zoals bij iedere monolytische schakeling, heeft men ook bij dit circuit weer op kwistige wijze gebruik gemaakt van transistoren om de vereiste spannings- stabilisatie en temperatuurstabiliteit te verkrijgen. Samengesteld uit discrete componenten zou de schakeling erg duur zijn vanwege de vele transistoren. Daar het monolytische circuit echter in één produktieproces - weliswaar bestaande uit een aantal fasen - wordt gemaakt, hebben een aantal transistoren meer of minder vrijwel geen enkele invloed op de prijs.Het circuit kunnen we in drie delen onderscheiden nl. de spanningsreferentie- schakeling, de analoge versterker en de beveiligingsschakeling voor overstroom. Dergelijke schakelingen vinden we ook in stabilisatoren, samengesteld uit discrete componenten.In het referentiedeel treffen we de componenten TS1, TS2, Dl en R2 aan, die voor de vereiste instelling van de stroombronnen TS3, TS7 en TS8 zorgdragen. De veldeffecttransistor TS1 met een n-type kanaal, levert een constante stroom aan de zenerdiode Dl, zodat aan de basis van TS2 en TS3 (stroombronnen) een goed gedefinieerde en constante spanning ontstaat.De zenerdiode D2 maakt deel uit van een tegengekoppelde DC-versterker met de transistoren TS4, TS5 en TS6. De constante stroom voor TS6 wordt geleverd door TS3. Door toepassing van deze versterker, D2 en de Darlington- configuratie TS4 en TS5 wordt een zeer constante referentiebron met een lage uitgangsimpedantie verkregen. De noodzakelijke frequentiecompensatie in de gelijkspanningsversterker wordt gerealiseerd met een MOS-condensator Cl. De foutversterker wordt gevormd door een differentiaalversterker met de transistoren TS11 en TS12. Door toepassing van een stroombron TS8 in plaats van een weerstand wordt ook hier een betere stabilisatie tegen netspannings- en belastingsvariaties verkregen. Een verdere verbetering kan voorts nog worden gerealiseerd door een stroombron (TS13) in de „staart” van de differentiaalversterker op te nemen.Frequentiecompensatie in de foutversterker wordt verkregen door een condensator van 100 pF tussen de compensatie-aansluiting (collector TS12) en de inverterende ingang op te nemen. Een andere mogelijkheid van frequentiecompensatie is een condensator van 1000 pF tussen het compensatiepunt en

60

t!

aarde aan te sluiten. Wanneer men externe doorlaattransistoren gebruikt, is het wellicht nodig de genoemde condensatoren in waarde te vergroten.Achter de differentiaalversterker is de doorlaatschakeling opgenomen, bestaande uit twee emittervolgers TS14 en TS15.Tenslotte vinden we in het monolytische circuit nog een transistor (TS16) die de overstroombeveiliging realiseert. Bij de behandeling van de praktische stabilisatoren met de LI 23 zullen we de werking van deze overstroombeveiliging nader verklaren.

;

6. Praktische stabilisatorschakelingen voor lage spanningenIn fig. 3-8 is een praktische stabilisatorschakeling met LI 23 gegeven, die bij een verschilspanning van ca. 4 V tussen de in- en de uitgang van de schakeling

i.

!Vin

v+ Vc\0 Vu Fig. 3-8. Laagspanningsstabilisa-

tor met LI23. Gestabiliseerde uit- gangsspanning +5 V. Stabilisatie tegen veranderingen van de in- gangsspanning (d Vm = 3 V):0,5 mV. Stabilisatie tegen belas- tingsvariaties (AIl = 50 mA): 1,5 mV. Voor minimale temperatuur- drift dient R3 gelijk te zijn aan: Rl • R2 R\ + R2

'6Vref. >RSC V(JCL100r' L123T2 CSR3NIET INV.

2INV.5 9

!COMRR2 V- slOOp:

*=■ i

een stroom van 150 mA mag leveren. Bij hogere spanningen tussen in- en uitgang van de stabilisatorschakeling dienen uiteraard lagere maximale stroom- sterkten te worden aangehouden, daar anders de maximaal toelaatbare dissi- patie van de schakeling wordt overschreden. Uit de grafiek van fig. 3-17 kan gemakkelijk worden afgeleid, tot hoever we met onze belastingsstroom bij een bepaalde verschilspanning tussen in- en uitgang, mogen gaan.We zien, dat inderdaad de referentie-uitgang via een spanningsdeler verbonden is met de niet-inverterende ingang van de stabilisatieschakeling. De inverterende ingang van de schakeling is d.m.v. R3 verbonden met de uitgang.

!

i

!

61

\

De weerstand Rx, waarin de belastingsstroom vloeit, bevindt zich tussen de basis en de emitter van de overstroomtransistor TS16. Overschrijdt de span- ningsval de basis-emitterspanning van de overstroomtransistor, dan gaat deze transistor geleiden en wordt de basissturing van de beide transistoren in de doorlaatschakeling constant. Op dat moment gaat de stabilisator als constante stroombron werken.Dit betekent, dat de belastingsstroom niet verder kan toenemen en dat dus bij verkleining van de belastingsweerstand de uitgangsspanning zal dalen.

1

VREF

R1 L123T2

P NIET■*

Fig. 3-9. Instelling van de uitgangsspanning met een potentiometer.

/A/K

R2

Indien gewenst, kan men de vaste spanningsdeler vervangen door twee vaste weerstanden en een potentiometer, zoals fig. 3-9 illustreert. Men kan dan de uitgangsspanning van de stabilisator op een specifieke waarde nauwkeurig instellen.

Tabel 3-1. Enige belangrijke eigenschappen van de LI23 (pA 723).Netvariaties (Vin = +12 tot +15 V) Belastingsvariatics (/l = 1 tot 50 mA) RimpelverzwakkingTemperatuurcoëfficicnt van de uitgangsspanningReferentiespanningRuisspanning aan de uitgangStabilisatie over langere tijd (long term stability)Ruststroom in onbelaste toestand (Via = 30 V)Spanningsbereik uitgangMaximale belastingsstroom

0,01% Vu0,03% Vu 74 dB 0,003 %/°C 7,15 V 20/xV0,1%/1000 uren 2,3 mA 2-37 V 0-150 mA

In tabel 3-2 zijn voor diverse spanningen de vereiste weerstanden gegeven die in de spanningsdeler tussen de referentiebron en de niet-inverterende ingang van de stabilisator moeten worden opgenomen.

62

De condensator van 100 pF, die extern is aangebracht dient voor frequentie- compensatie. Laat men deze weerstand weg, dan bestaat er kans, dat bij bepaalde belastingsstromen ongewenste oscillaties in de stabilisator optreden. Voor het inkomen van de overstroombeveiliging is de grootte van Rx belangrijk. De stroom waarbij begrenzing optreedt, is op eenvoudige wijze te berekenen en wel met de relatie 7bcgr = 0,7/R^.

7. Spanningsstabilisator voor hogere spanningenVan deze schakeling, waarvan in fig. 3-10 het schema is gegeven, kunnen we opmerken, dat de uitgangsspanning bepaald wordt door de verhouding van de weerstanden R1 en R2. Hier wordt de uitgangsspanning dus niet ingesteld met een spanningsdeler tussen en de niet-inverterende ingang van de stabilisator, maar met een spanningsdeler tussen uitgang en inverterende ingang van de differentiaalversterker.

Vin

v+o

6VREF RSC VuCL CHJ10 •o Fig. 3-10. 15 V stabilisator met

L123. Stabilisatie tegen veranderingen van de ingangsspanning (Kin = 3 V): 1,5 mV. Stabilisatie tegen belastingsvariaties (AI\_ — 50 mA): 4,5 mV. Voor minimale tempcratuurdrift dient R3 gelijk te

/?1 • R2

CSo» L123T2 1 0*'NIET INV.2INV.

5 9r COMR 10Op zijn aan:' .KI + R2Ook hier kunnen we een potentiometer voor een continue instelling van de uitgangsspanning toepassen. In fig. 3-11 is weergegeven, hoe de spanningsdeler tussen de uitgang en de inverterende ingang er dan moet uitzien. Ook in deze schakeling dient een condensator van 100 pF te worden opgenomen voor frequentiecompensatie.

63

Vu6

vuRscCL □10 oCSFig. 3-11. Instelling van de uit-

gangsspanning met een potentio- meter bij de stabilisator van fig. 3-10.

L123T2R1

INV. ^ r9l

COMP. 100 \R2

—

8. Spanningsstabilisator met externe doorlaattransistorVoor grotere belastingsstromen kunnen we het monolytische circuit LI 23 ook toepassen, alleen moet de schakeling dan worden uitgebreid met een externe doorlaattransistor, die we, indien nodig op een koelelement kunnen monteren.

9 VinVcv+

Vu7 60 BUY 24

Fig. 3-12. Stabilisator met externe doorlaattransistor. Uitgangsspan- ning: +15 V. Stabilisatie tegen veranderingen in de ingangsspan- ning {AV\n = 3 V): 1,5 mV. Stabilisatie tegen belastingsvaria- ties (J/l = 1 A): 1,5 mV.

CLVREF. 10

\RSCL123T2CS VU

INV.NIET2

INV. R1

COMPV-

IICl"500PR2

In fig. 3-12 is een schema van een dergelijke schakeling weergegeven, waarin als externe transistor de BUY24 is toegepast. De meetweerstand voor de over- stroombeveiliging is in de gegeven schakeling opgenomen tussen de emitter van de doorlaattransistor en de uitgang van de stabilisator. Wanneer over deze meetweerstand een spanning hoger dan 0,7 V optreedt, zal de sturing van de doorlaatschakeling worden begrensd en zal de spanningsstabilisator in een

64

constante stroombron veranderen. De BUY24 kan men desgewenst vervangen door een andere npn-vermogenstransistor, bijvoorbeeld de 2N3055.De uitgangsspanning is ook bij deze schakeling instelbaar met de spannings- deler R1/R2, waarin eventueel een potentiometer kan worden opgenomen. Voor de gewenste weerstandswaarden ter verkrijging van een bepaalde uitgangsspanning raadplege men tabel 3-2.

r

Tabel 3-2. Weerstandswaarden van de spanningsdelers in de stabilisatoren.

Positieveuitgangsspanning Figuur Vaste spanningsdcler Instelbare uitgangsspanning

R1 (kQ) R2(kQ) R1 (kQ) P(kQ) R2(kQ)Spanning (V) + 3 + 3.6 + 5.0 + 6,0 + 9,0 + 12,0 + 15,0 +28,0

0,53-8,13idemidemidem3-10,12,14idemidemidem

4,12 3,01 1,8 1,23,57 3,65 1,5 0,5 1,5

0,75 0,5 2,22,15 4,990,5,15 6,04 0,5 2,7

2,71,87 7,15 0,75 1,02,0 1,0 3,04,87 7,15

7,87 7,15 3,3 1,0 3,05,6 1,0 2,021,0 7,15

Tabel 3-3. Weerstandswaarden van de spanningsdelers in de stabilisatoren.

Negatieveuitgangsspanning IInstelbare uitgangsspanningVaste spanningsdelerFiguur

R2(kQ)R1 (kQ) p (kQ)R2(kQ)R1 (kQ)Spanning (V) - 6,0 — 9,0 —12,0 -15,0 —28,0

0,750,51,23,57 2,433-162,00,55,36 1,23,483-153,30,58,45 1,23,573-15 !0,5 4,311,5 1,23,653-15

10,00,51,224,33,573-15

Formules voor het berekenen van de uitgangsspanning en de overstroom:

Voor de figuren 3-15 en 3-16

Voor de figuren 3-10, 3-12 en 3-14

Voor de figuren 3-8 en 3-13Kortsluitstroom

WW(V)*i+*a Vu =X 7(V)X7(V) VaIbegr — iVu =waarbij *1 + R2 > 1,5 kQ

*i+*a

65

9. Verbetering van de stabilisatiefactor bij de L123 door de overstroomtransistor als zenerdiode toe te passen

In fig. 3-13 is een stabilisatorschakeling met de LI 23 weergegeven, waarin de overstroomtransistor gebruikt is om een extra stabilisatie van de voedingsspanning van het regelcircuit te verkrijgen.

m2,2kcm

BFY56AV+ vcVU0 7 6

Fig. 3-13. Stabilisatie zonder over- stroombeveiliging (+5 V). Stabilisatie tegen veranderingen in de ingangsspanning (dKin = 15 V): 1 mV. Stabilisatie tegen veranderingen in de belastingsstroom (d/L = 50 mA): 1 mV.

VrefVuCL■o10

L123T2

CS R1NIET

INV.1NV.9 25

V- COMR

Bij diffusietransistoren zal zowel de basis-emitter- als de basis-collectordiode in de sperrichting zich als een zenerdiode gedragen. In de gegeven schakeling

ii JOOp

X"

' "1v+ Vuo 7 6Fig. 3-14. Stabilisator zonder over- stroombeveiliging (+15 V). Stabilisatie tegen veranderingen in de ingangsspanning (JVjn = 15 V): 1 mV. Stabilisatie tegen belastings- variaties (J/l = 50 mA): 10 mV.

VREF.

D«Vu-o

CLL123T2 10CS

7NIET

INVINV.9 2Y» | COMPV-

~j3000p■r

66

\*

!wordt gebruik gemaakt van het zenereffect, dat tussen de basis en de emitter in de sperrichting optreedt.De basis van de overstroomtransistor is via een weerstand van 2k2 verbonden met de ingangsspanning van de stabilisator Vm en de emitter met de uitgangs- spanning van de stabilisator. Met het knooppunt 2k2 en aansluitpunt 1 van de L123 is het voedingspunt V + van het referentie- en regelcircuit verbonden. Door deze extra stabilisatie is de verzwakking voor voedingsspanningsvariaties toegenomen tot 100 dB (100 000 : 1).De schakeling in fig. 3-13 is in het bijzonder geschikt voor het verkrijgen van lage gestabiliseerde spanningen; de schakeling uit fig. 3-14 voor hogere gestabiliseerde spanningen. We dienen ons bij de toepassing van deze schakeling wel te realiseren, dat de zenerstroomsterkte in de basisemitterdiode van de overstroomtransistor de 5 mA niet mag overschrijden. De serieweerstand naar de ingangsspanning van de stabilisator dient dus niet te laag te worden gekozen. De externe doorlaattransistor BFY56A kan ook in deze schakeling vervangen worden door een npn-transistor van een ander fabrikaat.

:!I

:i!:

;:

II1!Siii10. Spanningsstabilisator voor negatieve spanningen

In deze stabilisatorschakelingen, waarvan in fig. 3-15 en fig. 3-16 twee ontwerpen zijn gegeven, is de externe doorlaattransistor een pnp-transistor.

9 Vin

Z2k\IX vc-v+— BFX39

64 S

BZXI0

0 r2DR4 L123T23kWKNIET 2INV. Cls

te [> COMRK- lOOp !VuFig. 3-15. Stabilisator voor negatieve voedingsspanning (—15 V). Stabilisatie tegen ver

anderingen in de ingangsspanning (d Fin = 3 V): 1 mV.Stabilisatie tegen belastingsvariaties (d /l = 100 mA): 2 mV.

67

De LI 23 moet voor het goed functioneren van de schakeling aangesloten worden op een voedingsspanning van tenminste +9,5 V. Om deze reden is het dan ook noodzakelijk voor negatieve uitgangsspanningen, die kleiner zyn dan 9 V de schakeling aan te sluiten op een positieve voedingsspanning t.o.v. aarde (+V) opdat over de LI23 steeds een hogere spanning dan 9,5 V optreedt.

:;

+ 0.1 I.

S(Y.VU)

O

I.-0,1

Fig. 3-18. Stabilisatiefactor LI 23 zonder stroombegrenzing (5=/(/u)).-0,2

0 10 20 30Ar mA I

0S(%VU)

> -0.1

Fig. 3-19. Stabilisatiefactor L123 met stroombegrenzing (S=/(/u)).yu= +5 V; Fin = +12 V;i?sc= ion.

:;ï

60 60 1000 20 40Al mA

69

IwVu rel.(V)

1,0 N

0.61omg=0*C

25'C0,6 70mC

0/

Fig. 3-20. Stroombegrenzings- karakteristiek van de LI 23. Vu= +5V; Via= +12 V; Rx = 10 Q.

S(WUi

Fig. 3-21. Stabilisatiekarakte- ristiek voor de ingangsspan- oing (S=f (Fin)).*u = +5 V; Rk = 0 Cl,/L = 1 mA.

70

I

4. Schakelingen voor diverse toepassingen met transistoren en thyristoren

!

1. Regeling van wisselstromen met een thyristorIn de vakliteratuur wordt de thyristor genoemd als een geschikt schakelelement voor het regelen van wisselstromen zonder vermogensverlies. In de hobby- sector zijn er dan ook een aantal interessante toepassingen te vinden, waar we de thyristor kunnen gebruiken voor het regelen van wisselstromen. We denken hierbij aan de regeling van het toerental van boormachines en naaimachines, aan het regelen van de lichtsterkte in een huiskamer bij het vertonen van dia’s of films e.d.De thyristor is een vierlagendiode met drie aansluitingen, de katode, de anode en de ontsteekelektrode genoemd. De thyristor komt in de geleidende toestand, wanneer we aan de gate t.o.v. de katode een positieve spanning laten optreden. Hierbij dient dan de anode positief te zijn t.o.v. de katode.Het schakelelement komt in de sperrende toestand terug, als we de stroom in het element beneden houdwaarde (houdstroom) laten dalen. In de sperrichting treedt er onder normale omstandigheden nooit geleiding op, ook niet, indien de ontsteekelektrode negatief t.o.v. de katode wordt gemaakt. Inzake een meer uitgebreide beschrijving van de werking van het schakelelement verwijzen we naar „Transistoren, theorie en praktijk” deel 2 en deel 5. Bij het regelen van wisselstromen met behulp van een thyristor gaat het om zgn. fase-aansnijding. In fig. 4-1 is weergegeven, wat we precies met dit begrip bedoelen.We zien, dat gedurende de positieve fase van de wisselstroom op het moment dat de triggerimpuls optreedt in de thyristor, stroom gaat vloeien (gearceerde gedeelte). In de nuldoorgang van de stroom schakelt de thyristor automatisch af en komt vervolgens weer in geleiding bij de volgende triggerpuls tijdens de positieve fase.Verschuift men de ontstekingsimpuls