Ontwerp van een planaire meerlagige antenne op een ﬂex ...

Universiteit Gent

Faculteit Ingenieurswetenschappen

Vakgroep

Informatietechnologie

Voorzitter: Prof. dr. ir. P. Lagasse

Ontwerp van een planaire meerlagige antenne op

een flex structuur

door

Dominic Depret

Promotor: Prof. dr. ir. Hendrik Rogier, Prof. dr. ir. Jan Vanfleteren

Scriptiebegeleiders: Prof. dr. ir. Hendrik Rogier, Prof. dr. ir. Jan Vanfleteren

Scriptie ingediend tot het behalen van de academische graad van

Burgerlijk Elektrotechnisch Ingenieur

Academiejaar 2005-2006

i

De toelating tot bruikleen

”De auteur geeft de toelating deze scriptie voor consultatie beschikbaar te stellen en delen

van de scriptie te kopieren voor persoonlijk gebruik.

Elk ander gebruik valt onder de beperkingen van het auteursrecht, in het bijzonder met be-

trekking tot de verplichting de bron uitdrukkelijk te vermelden bij het aanhalen van resultaten

uit deze scriptie.”

Gent, 20 mei 2006

ii

Voorwoord

Deze thesis is het resultaat van een jaar lang hard labeur. Het is dan ook maar terecht dat

ik de mensen bedank, zonder wiens hulp deze thesis niet tot stand gebracht kon worden.

Allereerst wil ik mijn ouders bedanken, die vijf jaren studie bekostigd hebben.

Uiteraard gaat mijn dank uit naar de promotoren van deze thesis, Prof. dr. ir. Hendrik Rogier

en Prof. dr. ir. Jan Vanfleteren, voor hun hulp en kennis in verband met dit onderzoek, het

helpen bij de scriptie en zoveel meer.

Een bijzondere vermelding is er voor ir. Kristof Dhaenens, die ruim geholpen heeft in het

fabriceren van talloze antennes. In dit kader bedank ik ook ir. Nadine Carchon, ing. Lie-

ven Degrendele voor hun hulp. Voor de fabricage van de duroidantennes gaat mijn dank uit

naar de Intec design groep van Prof. dr. ir. Jan Vandewege.

Ik bedank Emerson&Cuming en Nitto Denko voor het gratis ter beschikking stellen van het

materiaal.

Voor het uitmeten van de antennes wil ik ir. Thomas Demeester bedanken voor zijn bijdrage.

Ook bedank ik de andere Intec-thesisstudenten, Anneleen Tronquo en Steven Werbrouck, die

een hulp waren in de soms gelijkaardige ontwerpsproblemen en met wie Latexprobleempjes

snel een oplossing kenden.

Allen nogmaals bedankt!

iii

Ontwerp van een planaire meerlagige antenne op een flex structuur

door

Dominic Depret

Scriptie ingediend tot het behalen van de academische graad vanBurgerlijk Elektrotechnisch IngenieurAcademiejaar 2005-2006

Promotor: Prof. dr. ir. Hendrik Rogier, Prof. dr. ir. Jan VanfleterenScriptiebegeleiders: Prof. dr. ir. Hendrik Rogier, Prof. dr. ir. Jan VanfleterenFaculteit IngenieurswetenschappenUniversiteit Gent

Vakgroep InformatietechnologieVoorzitter: Prof. dr. Ir. P. Lagasse

Samenvatting

Deze thesis onderzoekt geschikte planaire structuren ontworpen met een nieuwe technologie.In de inleiding worden toepassingsgebieden besproken, alsook de huidig gebruikte technieken.In hoofdstuk 2 worden de onderzochte antennestructuren belicht. De theoretische achtergrondachter de verschillende ontwerpen wordt uitgelegd. De ontwerpen splitsen zich in twee sterkverschillende pistes op: enerzijds de antennes met een patch en anderzijds draadantennes.Tot slot worden de gebruikte materialen behandeld.Aansluitend wordt in hoofdstuk 3 overgegaan tot het eigenlijke ontwerp van de antennes.Dit gebeurt met ondersteuning van de computer, waardoor eerst een korte introductie tot degebruikte programma’s wordt gegeven, waarna overgegaan wordt naar de simulatiemethodesen de resultaten van deze simultaties. Voor beide ontwerppistes is een ontwerp gerealiseerd,dat volgens de simulaties voldoet aan de eisen.In hoofdstuk 4 wordt overgegaan tot de eigenlijke realisatie van de antennes. De fabrica-gestappen worden uitgebreid uitgelegd, en de aandacht wordt gevestigd op enkele kritischefases. Het is gelukt om de antennestructuren te bouwen met de onderzochte technologie.In hoofdstuk 5 komen de resultaten van de metingen van de antennes. Het zal blijken dat debeide soorten planaire antennes een goed resultaat leveren, op voorwaarde dat het grondvlakgroot genoeg gemaakt wordt en er rekening gehouden wordt met een extra frequentieverschui-ving.In het laatste hoofdstuk worden tot slot enkele conclusies getrokken.

Trefwoorden

microstrip patch antenne, apertuur gekoppeld, cpw, draadantenne, koperflex

Antennadesign on flexible copperDominic Depret

Supervisor(s): Prof. dr. ir. Hendrik Rogier, Prof. dr. ir. Jan Vanfleteren

Abstract— The design and manufacturing of a coplanar waveguide fedaperture coupled antenna operating in the 2.45GHz ISM band is described.This antenna is implemented in a simple, cost-effective manner with a cop-perflex, folded around a spacer structure (with low εr). The proposed an-tenna covers a large bandwith and has a high antenna gain, sufficient foruse in wireless links.

Keywords— microstrip patch antenna, aperture coupled, cpw, flexiblecopper, crooked wire antenna

I. INTRODUCTION

In recent years the Wireless LANs are expanding rapidly. Thecommunication is performed by means of sending and receivingdata in standardised frequency bands, such as the unlicensed In-dustrial Scientific Medical(ISM)-band (2.4GHz - 2.4835GHz)and the 5GHz band. Frequently used antenna designs in wire-less access points and mobile terminals are the planar inverted-F antenna, the monopole antenna and the planar antennas onprinted circuit boards. Unfortunately these designs have somedisadvantages. Monopoles have protruding parts, which leadsto vulnerability and a non planar construction. Planar inverted-F antennas, made out of punched metal structures also sufferfrom vulnerability and they usually are quite thick (typicallyaround 10mm). Finally, antennas placed on a printed circuitboard need the presence of vias for connection, are very expen-sive in a multi-layer construction and they lead to rigid construc-tions. This results in the need for cost-effective, plain antennastructures with a certain strongness, yet still allowing some flex-ibility. In my Master Thesis research has been performed onthe use of a copperflex. Two interesting designs have been in-vestigated: coplanar waveguide fed aperture coupled antennas(CPWFA) and a crooked wire antenna. The latter fully exploitsthe flexibility of the copper layer by folding this flex over mul-tiple layers. In this article however, the focus is on the CPWFAantenna.

II. DESIGN OF THE CPWFA ANTENNA

A. Used materials

The conducting parts of the antenna structures are producedon a copperflex consisting of a copper top side placed on a poly-imide film, with maximum dimensions of 100mm by 100mm.The required antenna pattern in the flex is defined by a standardlithography process. The thickness of this structure is 25µm andithas a permittivity εr=2,5. This layer offers a great flexibility,and allows bending in sharp corners, so that it can be foldedaround a spacer structure. This spacer is only necessary to sup-port the copper layers. For optimal radiation a large thicknessand a permittivity near to one are required. Both condititionsalso lead to an antenna with a large bandwith. In this study,we have chosen the Emerson&Cuming Eccostock SH material.This is a rigid foam structure made of a polyurethan layer witha well known and uniform permittivity (εr=1.08). The losses

are low (tanδ=0.002) and the thickness is 5mm. Although thissubstrate is rigid, the design and construction procedure couldeasily be extended to flexible substrates, resulting in fully flex-ible constructions. Finally the connection between the flex andthe spacer is performed by the Nitto Denko D5952 transfer-tape. This non conducting tape is specially suited for glueingpolyurethan surfaces and it can also be used on copper and poly-imide. The thickness of this tape is 80µm, but the permittivityand the loss tangens are unknown. The simulations are based onthe assumption of εr=2,5 and tanδ=0.002. Because this layer isvery thin, the effects of a wrong assumption are very small.

Fig. 1. Parameters of the CPWFA.

TABLE IDIMENSION OF THE CPWFA.

Parameters Lp Wp La Wa

Value [mm] 46 40 34.936 2.375

Parameters Lstub Lstubfree WCPW1 WCPW2

Value [mm] 7.60 0.3 4.9339 0.09

Parameters xpos ypos Lgr Wgr

Value [mm] 19 0 75 60

B. Design and measurement of the return loss

The coplanar waveguide fed aperture coupled antenna hasbeen simulated and optimised using the field simulator Ad-vanced Design System(ADS)-Momentum from Agilent Tech-nologies. This design has a lot of parameters, as shown in fig-ure 1. The optimized values are given in table I. Two remarkshave to be made. The simulations are based on the asumptionof an infinite ground plane. The actual values Lgr and Wgr ofthe ground plane in table I are derived from measurements, bystepwise reduction of the size of the ground plane (starting from100mm x 100mm), such that the performance of the antennadoes not change too much. Second, one can see the aperturebeing moved along the X-direction. This leads to a smaller cou-pling between feed and patch, but by enlarging the aperture di-mensions, this coupling is increased up to the derisered level.Measurements show that the back radiation is within acceptablelimits. The simulations result in a bandwith of 211MHz as |S11|< -10dB in the frequency band (2.370GHz-2.581GHZ). Thisband is choosen quite high in comparison with the ISM-band,as measurements will be showing a large drop in resonant fre-quency.

III. MEASUREMENTS

A. Return loss (S11)

Two different prototypes have been fabricated: the differenceis the orientation of the flex on the spacer. One is glued with thepolyimide side on the spacer and the other with the copper side.There is no significant difference in the results of both anten-nas. Figure 2 compares the measured |S11| of the two prototypeswith the simulated result. As stated, the frequency bands of theprototypes are lower than the simulations indicate: (2396MHz,2540MHz) and (2248MHz, 2503MHz), which results in a band-width of 244MHz and 255MHz. The results show an increase inbandwidth, as a consequence of some losses. The second pro-totype is measured with a ground plane that was a bit to small,leading to additional losses and a larger bandwidth.

Fig. 2. Simulated and measured S11.

B. Radiation pattern

The radiation pattern is obtained by measuring the trans-mission between the antenne (AUT) and a standard gain horn(SGA), while turning the AUT in the XZ-plane and the YZ-plane, for both polarisation directions (by changing the positionof the SGA). The results, shown in figure 3, indicate a dominant

linear polarisation, as the difference between the two positionsof the SGA is 20dB. The back radiation is limited at -12dB com-pared to the forward gain. The 3-dB beamwidth is 81.4o in theYZ plane and 57.2o in the XZ plane, which allows some misal-lignment of the antennas.

(a) (b)

Fig. 3. Directivity: (a) XZ-plane; (b) YZ-plane.

C. Antenna gain

The antenna gain is measered in an anechoic chamber bya transmission measurement between two antennas (followingthe two-antenna-method). Both antennas will only be measuredwith the same orientation, as they are stronly linear polarised.The result is shown in figure 4. This type of antenna has alarge forward gain in the desired frequency band, with a valueof about 8.5dB.

Fig. 4. Antennagain.

IV. CONCLUSIONS

A new formalisation is proposed in which antennastructuresare made on a flexible copper layer. A good working planarantenna is designed resulting in the coverage of the ISM bandand a large antenna gain of 8.5dB. As it is implemented on arigid spacer, the total structure is non flexible, but by changingthe spacer material it can be extended to fully flexible structures.

REFERENCES

[1] L. Giauffret and J.M. Laheurte and A. Papiernik, Coplanar-waveguide aperture-coupled microstrip patch antenna, Electronics Letters,31(25):2139-2140, 1995

[2] Nitto Denko, http://www.nittoeurope.com/,[3] Emerson & Cuming, http://www.emersoncuming.com/

Inhoudsopgave

1 Inleiding 1

1.1 Situering . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1

1.1.1 WLAN, protocols . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1

1.1.2 Huidige antennestructuren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2

1.2 Doelstellingen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4

1.2.1 Nieuwe technologie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4

1.2.2 Inwerking in kledij . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5

1.2.3 ISM band . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5

2 Theoretische achtergrond 7

2.1 Ontwerpstructuren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7

2.1.1 Microstriplijn gevoede apertuur gekoppelde antenne . . . . . . . . . . 7

2.1.2 Coplanair gevoede apertuur gekoppelde antenne . . . . . . . . . . . . 16

2.1.3 Draadantenne . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20

2.2 Materiaalkeuze voor het substraat . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25

2.2.1 Arlon FoamClad R/F 100 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25

2.2.2 Rogers RT/Duroid 5870 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

2.2.3 Emerson&Cuming Eccostock SH . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

2.2.4 Emerson&Cuming Eccostock PP . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27

2.3 Keuze van de lijm en de flex . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27

2.3.1 Flex . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27

2.3.2 Lijm . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28

iv

INHOUDSOPGAVE v

3 Computer-ondersteund ontwerp van de antennestructuren 29

3.1 Gebruikte programma’s . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

3.1.1 ADS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

3.1.2 4NEC2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31

3.2 Simulaties . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32

3.2.1 Microstip gevoede apertuur gekoppelde antenne op arlon substraat . . 32

3.2.2 CPW gevoede apertuur gekoppelde antenne op Arlon substraat . . . . 38

3.2.3 CPW gevoede apertuur gekoppelde antenne antenne op Duroid . . . . 43

3.2.4 CPW gevoede apertuur gekoppelde antenne op Emerson&Cuming sub-

straat . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45

3.2.5 Draadantenne op Emerson&Cuming substraat . . . . . . . . . . . . . 51

3.2.6 Foutenanalyse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 66

4 Fabricage 69

4.1 Duroid . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69

4.2 Emerson&Cuming Eccostock SH . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69

4.2.1 Aanbrengen van de antennestructuur op de flexen . . . . . . . . . . . 70

4.2.2 Van flex naar antenne . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 71

5 Meetresultaten 75

5.1 Metingen en meetmethode . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 75

5.1.1 Bepaling van de winst . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 76

5.2 CPW antenne - Duroid . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78

5.3 CPW antenne - Eccostock SH . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79

5.3.1 Grondvlak Lgr=86mm op Wgr=78mm . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79

5.3.2 Grondvlak Lgr=73mm op Wgr=44mm . . . . . . . . . . . . . . . . . . 81

5.3.3 Invloed van de grootte van het grondvlak . . . . . . . . . . . . . . . . 81

5.3.4 Verkleinen van de lengte van de patch . . . . . . . . . . . . . . . . . . 82

5.4 Draadantenne - Eccostock SH . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 83

5.4.1 Invloed van de grootte van het grondvlak . . . . . . . . . . . . . . . . 84

5.4.2 Aanpassing aan de ISM band . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 85

6 Conclusies 92

INHOUDSOPGAVE vi

Bibliografie 94

Lijst van figuren 96

Lijst van tabellen 100

Hoofdstuk 1

Inleiding

1.1 Situering

In deze thesis wordt het ontwerp van antennestructuren voor gebruik in draadloze communica-

tie systemen onderzocht. Allereerst worden de protocols toegelicht waarop deze communicatie

is gebaseerd. Vervolgens worden een aantal vaak gebruikte antennestructuren besproken.

1.1.1 WLAN, protocols

In de laatste jaren kenden de Local Area Networks (LANs) een enorme groei, vooral dankzij de

mogelijkheid om de communicatie draadloos te laten verlopen. Er wordt van Wireless Local

Area Networks (WLAN) gesproken. De communicatie gebeurt door het zenden en ontvangen

van informatie over bepaalde frequentiebanden, die door bevoegde instanties gestandardiseerd

zijn. Protocols zoals Bluetooth, IEEE 802.11a,b,g en HIPERLAN opereren ofwel in de niet-

gelicentieerde 2.4GHz ISM (Industrial Scientific Medical) band of in de 5GHz frequentieband,

waarbij ze zich onderscheiden in aangeboden diensten, transmissiesnelheden en bedekkings-

graad. In de volgende paragrafen worden kort de protocols toegelicht die functioneren in de

ISM-band.

Bluetooth

Het Bluetooth protocol zet een verbinding op in de 2.4GHz band voor spraak en data. Een

bron kan naar meerdere ontvangers uitzenden, volgens het point to multipoint principe. Bij

een verbinding tussen twee Bluetooth apparaten, wordt gesproken van een piconet. Meerdere

1

HOOFDSTUK 1. INLEIDING 2

piconets op een zelfde plaats vormen een scatternet. Bluetooth dient enkel voor gebruik op

korte afstand. De functionaliteit van het netwerk strekt zich uit over een straal van een

tot tien meter, maar met opgedreven zendvermogen kan er 100 meter worden gehaald. Een

line-of-sight verbinding is niet vereist.

Het Bluetooth communicatiesysteem dient als vervanger van korte kabels, bijgevolg is het

geschikt om allerlei apparaten met elkaar te laten communiceren. Zoals reeds vermeld gebeurt

deze communicatie in de 2.4GHz-band. Eenmaal er communicatie is, zal deze niet gedurende

de volledige communicatietijd gebeuren bij dezelfde frequentie. De reden hiervoor is om

interferentie te bekampen met andere apparaten die in deze frequentieband werken, zoals

bijvoordbeeld een microgolfoven. Bluetooth implemeneert hiervoor fast frequency hopping

(spread spectrum), waarbij er geregeld van frequentie wordt gewisseld.

IEEE 802.11b + IEEE 802.11g

Deze twee uitbreidingen van de 802.11 standaard maken gebruik van de 2.4GHz-band en vor-

men samen met de andere 802.11 uitbreidingen de WiFi-standaard. Ze verschillen onderling

van gebruikte modulatietechniek en van datadebiet, maar, omdat dit in het kader van deze

thesis niet relevant is, wordt hier niet dieper op ingegaan. Het bereik voor indoor communi-

catie gaat van enkele tientallen tot honderd meter (afhankelijk van het datadebiet), waarbij

er opnieuw in een point to multipoint configuratie wordt gewerkt. Outdoor kan er met behulp

van antennes met grote winstfactoren en onder de voorwaarde van line-of-sight, communicatie

tot zelfs 100km gerealiseerd worden.

Door het gebruik van de niet-gelicentieerde 2.4GHz band ondervinden de toestellen werkend

met deze protocols interferentie van andere apparaten die in deze band werken, zoals de

eerder vermelde Bluetooth apparaten, microgolfovens (absorptie van microgolven in water)

en draadloze telefoons.

1.1.2 Huidige antennestructuren

Een brede waaier aan antennetopologieen laat toe om draadloze communicatie op te zetten

in de ISM-band. Veel gebruikte structuren in wireless access points en mobiele terminals zijn

de planaire geınverteerde-F antenne, de monopool antenne en de antennes op een PCB.


Monopool antenne

De standaard monopool antenne bestaat uit een kwart golflengte resonator die boven een on-

eindig groot grondvlak geplaatst is. Vele varianten bestaan, waarbij het grondvlak vervangen

is door kwartgolflengte stub of waarbij de monopool niet uit een recht stuk bestaat. Elk van

deze antennestructuren bestaan dus uit uitstekende delen die gemakkelijk kunnen afbreken.

Planar inverted-F antenna

De geınverteerde-F antenne is ook een antennetype afgeleid uit een monopool antenne. In

tegenstelling tot een gewone monopool loopt de antenne niet over heel haar lengte loodrecht

ten opzichte van het grondvlak, maar buigt ze na een zekere lengte zodat ze evenwijdig met

dit vlak komt te liggen. Deze constructie, zonder meer, is een geınverteerde-L antenne. De

impedantie van het geheel is nu zeer laag, omdat de antenne dicht bij het grondvlak ligt. Er

is dus een circuit nodig dat voor de impedantieaanpassing zorgt. Gebeurt de voedingsstruc-

tuur zoals voorgesteld in figuur 1.1, dan levert dit een antenne met een grotere impedantie

op. Gebeurt deze voeding op de juiste plaats, dan is geen extra circuit nodig om impedan-

tieaanpassing te realiseren. De exacte structuur en positie worden door simulaties berekend.

Door de constructie, gebaseerd op een geplooide monopool heeft deze structuur sowieso een

behoorlijke dikte, de meeste praktische ontwerpen zijn ongeveer 1cm dik, zoals bijvoorbeeld

in [1].

Geplaatst op een pcb

Veel antennestructuren geschikt voor de ISM-band worden geproduceerd op een gedrukte

schakeling. Indien bij deze techniek antennes geımplementeerd worden, vereist dit het boren

van via’s voor de voeding van de antennes. Bovendien moet er voor antennestructuren die

uitstralen bij 2.45GHz gebruik gemaakt worden van hoogfrequent materiaal. Deze elementen

betekenen een extra kostprijs bij het fabriceren. Een andere prijsbepalende factor bij een

PCB is het aantal lagen. Het is evident dat het toevoegen van een antennestructuur, zeker

als dit een meerlagige antenne betreft, het geheel erg duur maakt.


Figuur 1.1: inverted-F antenne

Nadelen van voorgaande structuren

Aan de hand van voorgaande structuren kunnen werkende antennes gemaakt worden voor de

ISM band. Helaas hebben ze enkele nadelen. De monopool antennes bevatten uitstekende

delen, waardoor ze kwetsbaar zijn voor beschadigingen bij gebruik, bovendien is hun opbouw

niet vlak. De planar inverted-F antennes bestaan vaak uit geponste metalen structuren,

wat ze ook kwetsbaar maakt. De antennes die geplaatst worden op een gedrukte schakeling

vereisen voor de aansturing het boren van via’s, zijn duur en leiden tot een rigide structuur.

Het is dus interessant om vlakke antennestructuren te onderzoeken, die eenvoudig aan te

sturen zijn, een zekere stevigheid hebben en toch flexibel zijn of conform aangebracht kunnen

worden, omdat ze de nadelen van de andere antennes ontwijken.

1.2 Doelstellingen

1.2.1 Nieuwe technologie

Het doel van deze thesis is onderzoek te verrichten naar meerlagige planaire antennestructu-

ren. Deze structuren zullen gefabriceerd worden op een koperen flexstructuur, waaruit een

geschikt patroon geetst kan worden. De bedoeling is uit te testen of er op deze manier tot


een werkende antenne kan gekomen worden en hoe de flexibiliteit uitgebuit kan worden.

Uiteraard wordt er gezocht naar structuren die de nadelen, geschetst in paragraaf 1.1 proberen

te vermijden. Zoals meerlagige planaire antennestructuren aangeeft zal er gezocht worden

naar vlakke antennes, dus zonder uitstekende delen, die over verschillende lagen lopen. Het

ontwerp zal er ook op gericht zijn via’s te vermijden, zodat er een eenvoudige connectie

mogelijk is. Het derde nadeel, namelijk de kwetsbaarheid zal bekampt worden door het

gebruik van een spacerstructuur, waarrond de antenne zal gebouwd worden. Dit biedt de

antenne een zekere ondersteuning, waardoor ze minder vatbaar is voor schade.

1.2.2 Inwerking in kledij

Een zeer interessante piste is het ontwerp van de antenne met de eerder vermelde spacer-

structuur uit flexibel materiaal. Dit soort substraat zal, in combinatie met het gebruik van

de koperflexen, een volledig flexibele antenne tot gevolg hebben. Hierdoor kunnen deze ont-

werpen ook gebruikt worden voor antennes voor wireless body area networks. In de vakgroep

is dit jaar reeds onderzoek verricht naar antennes verwerkt in kledij, in het kader van de thesis

van Anneleen Tronquo, zie [2]. In deze thesis zijn de antennes gemaakt uit textiel materiaal.

Textiel heeft echter het nadeel dat het vocht kan absorberen, waardoor de eigenschappen van

de antenne drastisch zullen wijzigen. Een ontwerp op een flexibele polyurethaanspacer kan

hiervoor een oplossing bieden. Tijdens het uitvoeren van de scriptie was geen gepast flexibel

materiaal voorhanden. Dus werd er geopteerd voor een meer rigide spacer. De ontworpen

prototypes kunnen echter even goed op een flexibele spacer worden geımplementeerd.

1.2.3 ISM band

De antennes zullen ontworpen worden met als doel dat ze efficient kunnen werken in de ISM-

band. Deze band loopt van 2400MHz tot 2483.5MHz. De eis voor een goede werking wordt

bepaald aan de hand van de reflectiecoefficient, S11, waarvoor er geeist wordt dat ze lager ligt

dan -10dB in het gewenste interval. Deze reflectiecoefficient houdt rechtstreeks verband met

de staande golf verhouding, SWR genaamd:

S11 = −20 logSWR− 1SWR + 1

. (1.1)


De SWR geeft de toestand aan van een 50Ω-transmissielijn belast met een zekere impedan-

tie ten gevolge van de antenne. Indien deze antenneımpedantie afwijkt van 50Ω zal er een

staande golf patroon onstaat op de transmissielijn. De SWR is bijgevolg belangrijk omdat

ze rechtstreeks verband houdt met het naar de antenne doorgegeven vermogen en het gere-

flecteerd vermogen. Het spreekt van zelf dat er gewenst is dat het vermogen zoveel mogelijk

aan de antenne wordt doorgegeven. Dit vereist een lage SWR waarde en hieruit volgt dat de

reflectiecoefficient laag moet zijn.

Hoofdstuk 2

Theoretische achtergrond

In dit hoofdstuk zullen de onderzochte antennetopologieen nader besproken worden, en ver-

volgens wordt de materiaalkeuze toegelicht.

2.1 Ontwerpstructuren

In deze scriptie worden enkele planaire antennestructuren onderzocht, opgebouwd op meer-

lagige substraten. Er worden twee grote denkpistes bewandeld, enerzijds de structuren met

een resonerende patch en anderzijds draadantennes. De onderzochte patchantennes worden

opgedeeld, afhankelijk van hoe de voeding gebeurt, in twee verschillende delen, namelijk de

microstriplijn gevoede apertuur gekoppelde antennes en de coplanair gevoede apertuur ge-

koppelde antennes. De theorie achter elk van deze antennes zal nu kort besproken worden.

2.1.1 Microstriplijn gevoede apertuur gekoppelde antenne

Een apertuur gekoppelde antenne wordt opgebouwd op een meerlagig substraat met op de

bovenste laag het antennevlak (patch). Onderaan komt de voedingsstrip. De koppeling tussen

beide gebeurt via een tussenliggend niveau, dat bestaat uit een grondvlak met een apertuur

erin, dit wordt de slotlaag genoemd. De opbouw, zoals getoond in figuur 2.1, zal nu iets meer

in detail besproken worden. Een 2D-zicht wordt getoond in figuur 2.2, hierop staan ook de

parameters vermeld.

7

HOOFDSTUK 2. THEORETISCHE ACHTERGROND 8

Figuur 2.1: Een apertuurantenne bestaat uit drie niveaus. Bovenaan ligt de patch, onderaan de

voedingsstrip en ertussen het grondvlak met een slot erin.

Antennevlak

De centrale structuur in deze antenne is het antennevlak. Dit kan beschouwd worden als een

open-einde transmissielijn met lengte Lp en breedte Wp. Als de signaalfrequentie dicht bij

resonantie ligt, zal de oppervlaktestroom voldoende groot zijn. Indien enkel de fundamentele

mode in rekenschap gebracht wordt, kan de resonantiefrequentie bepaald worden door:

fres =c0

2(Lp + 2∆Lp)√

εeff, (2.1)

waarin ∆Lp de lengtevergroting ten gevolge van de stooivelden en εeff de effectieve permit-

tiviteit is. Uit deze formule is duidelijk te zien dat de resonantiefrequentie afhangt van de

totale lengte van de patch, dit is de som van de Lp en ∆Lp, en van de effectieve permittiviteit.


Figuur 2.2: (a) Zijaanzicht van de antennestructuur. (b) Bovenaanzicht van de apertuurantenne.

Effectieve permittiviteit

De effectieve permittiviteit εeff is te berekenen door de niet-homogene microstrip structuur,

ten gevolge van het elektrische veld in twee media (lucht en dielektricum), om te rekenen naar

een homogene structuur omgeven door een homogeen dielektricum met permittiviteit εeff ,

waarvan de waarde bepaald wordt door [3]:

εeff =(εr + 1)

2+

(εr − 1)2

(1 + 10

H

Wfeed

)−ab

, (2.2)

met


a = 1 +149

ln

(Wfeed

H

)4+

(152

Wfeed

H

)2

(Wfeed

H

)4+ 0.432

+1

18.7ln

[1 +

(1

18.1Wfeed

H

)3]

, (2.3)

b = 0.564(

εr − 0.9εr + 3

)0.053

. (2.4)

Lengtevergroting

∆Lp stelt de lengtevergroting van de patch voor ten gevolge van de strooivelden. De reden

hiervoor is dat het elektrische veld bij een open microstriplijn niet plotseling stopt aan de

rand van de patch, maar wel een eindje doorloopt. In de formule is er bijgevolg een extra

term, waarvan de waarde te berekenen is aan de hand van formule 2.5 (zie [4]).

∆Lp = 0.412Hεeff + 0.3

εeff − 0.258

Wfeed

H + 0.262Wfeed

H + 0.813(2.5)

Deze strooivelden zorgen eigenlijk voor de uitstraling van een patchantenne. De strooivelden

kunnen immers gemodelleerd worden als twee uitstralende slots geplaatst boven een grond-

vlak, waarbij de slotafmetingen volgen uit de patch en het substraat: de lengte van de slot

is gelijk aan de breedte van de patch en typisch wordt de breedte van de slot gelijk gesteld

aan de hoogte van het substraat. De uitstraling bij een resonerende patch in de fundamentele

mode zal dan de grootste directiviteit vertonen in de richting loodrecht op het antennevlak.

Voeding en apertuur

De voedingslijn bij een apertuur gekoppelde antenne bestaat uit een open einde microstrip,

gelokaliseerd onder het grondvlak. De elektromagnetische koppeling met de patch, die zich

boven het grondvlak bevindt, gebeurt aan de hand van een apertuur in dit grondvlak. Deze

apertuur krijgt ook de naam slot. Bijgevolg vermijdt deze voedingsstructuur een directe

verbinding tussen de patch en de voedingslijn.

De microstrip voedinglijn wordt gekenmerkt door een breedte Wfeed, die de karakteristieke

impedantie van deze lijn bepaalt en door een lengte Lfeed, die enkel voor een draaiing van de

curve in de Smith kaart zorgt. Deze voedingslijn is symmetrisch onder het slot geplaatst en


stopt niet ter hoogte van dit slot, maar loopt een eindje voort. Deze afstand is de lengte van

de bijregelstub Lstub, een parameter die de ingangsimpedantie van de antenne beınvloedt.

De apertuur staat in voor de koppeling tussen patch en voeding. Het is dan ook vanzelfspre-

kend dat de vorm en de grootte van deze opening van belang zijn. De meest eenvoudige vorm

van deze slot is een rechthoek met lengte La en breedte Wa. Andere vormen, die tot betere

resultaten kunnen leiden, worden onder andere onderzocht in [5] en [6]. De grootte van de

slot bepaalt in sterke mate de hoeveelheid koppeling en ruwweg geldt er ’hoe groter de slot,

hoe meer koppeling’. Een te grote slot leidt echter tot ongewenste effecten, zoals spurious

radiation en een resonerende slot.

Opbouw in lagen

Naast het vermijden van een directe verbinding tussen patch en voedingslijn, biedt de opbouw

via de laagstructuur het bijkomende voordeel dat er een gepaste substraatkeuze gemaakt

kan worden voor enerzijds het substraat tussen grondvlak-patch en anderzijds het substraat

tussen grondvlak-voedingslijn. Deze twee substraten hebben immers tegenstrijdige vereisten.

Optimaal is er een dik substraat (hoogte H1) met lage permittiviteit (εr1) vereist voor de

antennewerking en anderzijds een dun substraat (hoogte H2) met hoge permittiviteit εr2 voor

de voedingsstructuur.

De verklaring voor deze eisen is simpel. Een transmissielijn vereist een elektromagnetisch

veld dat geconcentreerd blijft in de buurt van de geleider, waardoor de koppeling naar de

ruimtegolven, dus de uitstraling, beperkt blijft en de energie geconcentreerd blijft in de fun-

damentele mode, geleid door de golfgeleider. Dus valt de keuze op een dun substraat met

hoge permittiviteit. Een antenne daarentegen vereist uitstraling van golven, dus een koppe-

ling naar de ruimtegolven zonder een grote energieopbouw ten gevolge van hoge velden onder

de patch: een dik substraat met lage permittiviteit dringt zich op. Tot slot bestaan er ook

oppervlaktegolven van het substraat, die gevangen zitten in het substraat en steeds gereflec-

teerd worden aan de scheidingsoppervlakken. Dit fenomeen treedt op bij dikke substraten

met een groot verschil aan permittiviteit met de lucht (dus simpelweg bij dikke substraten

met hoge permittiviteit).

Een groot nadeel van deze opbouw, is de extra laag, wat leidt tot een extra kost bij het maken


van de antenne. Bovendien is het moeilijk om een connector op deze antenne aan te brengen,

omdat die zowel met het grondvlak als met de voedingsstrip contact moet maken.

Equivalent circuit

Een vereenvoudigd elektrisch equivalente opbouw van een apertuur gekoppelde antenne is te

zien in figuur 2.3. Hierin is de patch voorgesteld door een admittantie Ypatch en de apertuur

door een admittantie Yap. De koppeling van de apertuur naar de patch is voorgesteld door een

impedantietransformator met wikkelverhouding n1=La/Wp. De koppeling tussen de patch en

de microstrip voedingslijn wordt voorgesteld door een tweede impedantietransformator met

wikkelverhouding n2.

Figuur 2.3: Equivalente voorstelling van een microstrip gevoede apertuur gekoppelde antenne.

De patch heeft een impedantie Zpatch = 1/Ypatch. De waarde valt te berekenen door de patch

voor te stellen als een transmissielijn met een deel links en een deel rechts van de slot, elk


met een karakteristieke impedantie Z0,p. Deze transmissielijnen eindigen op een open einde

en er moet rekening gehouden worden met de strooivelden aan deze eindstukken. Dit laatste

wordt in rekening gebracht door een parallelschakeling van een capaciteit en een weerstand.

Bij het berekenen van de admittantie Ypatch wordt dit uiteraard een transmissielijn met een

admittantie Y0,p eindigend op een geleidbaarheid Gr en een susceptantie Bopen. De patch is

voorgesteld in figuur 2.4 en de waarden kunnen berekend worden met behulp van volgende

formules:

Zpatch = Z1 + Z2 =1Y1

+1Y2

(2.6)

met

Yi = Y0(Gr + jBopen) + jY0 tan(βLi)Y0 + j(Gr + jBopen) tan(βLi)

(2.7)

waarbij Li de lengte van de patch is in een bepaalde richting gemeten vanaf het midden van

de slot.

Figuur 2.4: De equivalente voorstelling van een microstrip gevoede apertuur gekoppelde antenne

Omdat een apertuur met een grootte gelijk aan een halve golflengte zal resoneren kan de aper-

tuur beschouwd worden als een parellelschakeling van een inductantie en een capaciteit, Yap

stelt dus de energieopslag voor in de buurt van de slot. In deze toepassing wordt de apertuur

echter kleiner genomen dan een halve golflengte, en bijgevolg gedraagt ze zich inductief.

Tot slot is ook de voedingsstrip te modelleren als een transmissielijn met een karakteristieke

impedantie Z0,f . Ze bestaat uit een stuk Lstub, dit is de lengte dat de voedingsstrip doorloopt

na de apertuur.


Dit model is handig om het concept te begrijpen, maar om een dergelijke antenne te ontwerpen

is het niet praktisch. Een gedetailleerdere bespreking is hier dan ook niet van toepassing, maar

is te vinden in [7] en [8].

Overzicht van belangrijke parameters en hun invloed

Uit het voorgaande blijkt dat in het ontwerp van dit soort van antennes, een groot aantal

parameters van belang zijn. In wat volgt wordt er een korte beschrijving gegeven van de

invloed van elk van deze parameters

• Lp: lengte van de patch.

Deze lengte beınvloedt in grote mate de resonantiefrequentie.

• Wp: breedte van de patch.

Deze parameter bepaalt de resonantieweerstand, waarbij een bredere patch een lagere

weerstand oplevert. Tevens heeft de breedte van de patch een kleine invloed op de

resonantiefrequentie, een bredere patch levert een hogere fres op.

• La: lengte van de slot.

De hoofdinvloed van de slotlengte is de hoeveelheid koppeling en de hoeveelheid back

radiation. Een grotere slot zal deze uiteraard verhogen. Een bijkomend effect volgt uit

het feit dat de apertuur gemodeleerd kan worden als een inductor (verklaring volgt uit

het equivalent circuit), die in waarde toeneemt bij een grotere slot. Dit leidt tot een

daling van fres.

• Wa: breedte van de slot, meestal ongeveer 1/10 van La.

De invloed is analoog als die van La, zij het in iets kleinere mate.

• Wfeed: breedte van de voedingsstrip.

De breedte bepaalt de impedantie van de strip en heeft ook een invloed op de hoeveelheid

koppeling. De impedantie wordt op 50Ω aangepast, zodat de breedte van de strip

vastligt.

• Lfeed: lengte van de voedingsstrip.

Dit zorgt bij een aangepaste voedingslijn voor een draaiing in de Smith kaart, maar


verder heeft dit geen invloed. Zolang de lengte van de voeding niet te klein wordt

gekozen, blijft de werking van de antenne hetzelfde.

• Lstub: lengte van de bijregelstub.

Dit is de lengte dat de voedingsstrip voorbij de apertuur loopt. Deze stub zorgt voor een

correct aangepaste antenne. Vaak wordt een waarde van een kwartgolflengte gebruikt

(zie bijvoorbeeld [9] en [10]). Beter is echter om een kleinere stublengte te nemen,

waarbij de stroomverdeling op de voedingslijn in de buurt van de apertuur maximaal

blijft, zoals gesuggereerd door [11]. Dit leidt tot een grotere koppelfactor.

• Lgr: lengte van het grondvlak.

In de computersimulatie wordt dit oneindig verondersteld, in realiteit heeft een eindig

grondvlak een zeker effect.

• Wgr: breedte van het grondvlak.

Ook hier speelt de eindigheid een rol.

• H1: hoogte van het antennesubstraat.

Deze parameter speelt in op de bandbreedte en de koppeling, zoals in paragraaf 2.1.1

uitgelegd.

• εr1: elektrische permittiviteit van het antennesubstaat.

Een lagere waarde levert een hogere bandbreedte op en minder excitatie van oppervlak-

tegolven.

• tanδ1: verliestangens van het antennesubstraat.

• H2: hoogte van het voedingssubstraat.

Speelt een rol in de bandbreedte en de koppeling: een dikker substraat levert een grotere

bandbreedte op en minder koppeling.

• εr2: elektrische permittiviteit van het voedingssubstaat.

• tanδ2: verliestangens van het voedingssubstraat.

Deze parameters zijn terug te vinden op figuur 2.2. De berekeningen om deze waarden te

bepalen, zullen in hoofdstuk 3 aan bod komen, waar ze als startwaarden zullen dienen in het


computer ondersteund ontwerp.

2.1.2 Coplanair gevoede apertuur gekoppelde antenne

Gezien de nadelen van de microstrip gevoede apertuur gekoppelde antennes, met name het

extra niveau tussen de voeding en de slot, en de moeilijke connectie van actieve componenten,

zal er een betere oplossing onderzocht worden. Een interessante oplossing is een voeding aan

de hand van een coplanaire golfgeleider. Een dwarsdoorsnede van een coplanaire lijn is te zien

in figuur 2.5. De opbouw bestaat uit een strip met breedte WCPW1 met aan beide zijden een

scheidingsafstand WCPW2 ten opzichte van het geleidend vlak aan de buitenzijde, die in het

ideale geval een oneindige breedte heeft. Deze geleidende structuren staan allen aan dezelfde

kant van het substraat, vandaar de naam coplanair.

Figuur 2.5: Dwarsdoorsnede van een coplanaire golfgeleider

De voorgestelde CPW voeding zal nu geıntegreerd worden in de apertuur gekoppelde antenne:

deze voedingsstructuur komt in de plaats van de eerder gebruikte microstrip voeding. Tevens

wordt de apertuur ook in het niveau van de voeding geplaatst. De bekomen structuur wordt

een coplanair gevoede apertuur gekoppelde antenne genoemd, kortweg CPWFA, voorgesteld

door [12]. Er bestaan ook CPW gevoede structuren met voeding en slot in een verschillend

niveau, waardoor er opnieuw drie lagen benodigd zijn, zoals in [13]. Dit levert in ons ontwerp

maar een beperkt voordeel op en dus wordt er meteen gebruikt gemaakt van een opbouw in

dezelfde laag.

De opbouw van de coplanair gevoede apertuur gekoppelde antenne bestaat dus uit twee ni-

veaus. In het antennevlak ligt opnieuw een patch, die zal resoneren bij de resonantiefrequentie.


In het andere vlak ligt nu de voeding en de apertuur, die samen een CPW lijn-gevoede slot

vormen. De twee niveaus worden van elkaar gescheiden door een substraat. De ruimtelijke

voorstelling van deze structuur is weergegeven in figuur 2.6. Een blik vanaf de bovenzijde

wordt getoond in figuur 2.7.

Figuur 2.6: Een CPW antenne bestaat twee niveaus. Bovenaan ligt de patch, onderaan liggen de

voedingsstrip en de slot op hetzelfde niveau.

Uit de figuren volgt onmiddellijk een zekere analogie met de microstrip gevoede apertuur

gekoppelde antenne. Termen als resonantiefrequentie, lengtevergroting en effectieve permitti-

viteit worden op dezelfde manier afgeleid als in paragraaf 2.1.1. Het belangrijke verschil wordt

gevormd door de opbouw in lagen, die nu slechts twee niveaus omvat in plaats van drie. Dit

biedt het voordeel van een compactere antenne, tegen een lagere kostprijs. De compacte sa-

menbouw is mogelijk omdat het grondvlak tegelijk wordt gebruikt als geleidend vlak voor de

CPW lijn en als reflectorvlak voor de microstrip antenne. Het grondvlak en voedingslijn liggen

in hetzelfde vlak, waardoor de connectie van actieve en passieve componenten gemakkelijk is.

De opbouw vereist nu maar een substraat. Er wordt geopteerd voor een hoge substraatdikte

en een lage permittiviteit (εr). Hierdoor worden stralende golven dominant, waardoor er een

goede antennewerking is, en worden ongewenste oppervlaktegolven onderdrukt.


Figuur 2.7: Bovenaanzicht van de CPW antenne.

Overzicht van belangrijke parameters en hun invloed

Uit het voorgaande blijkt dat in het ontwerp van dit soort van antennes een groot aantal

parameters van belang zijn. In wat volgt wordt er een korte beschrijving gegeven van de

invloed van elk van deze parameters, waarbij de analogie met de microstrip gevoede apertuur

gekoppelde antenne bij enkele parameters opvalt.

• Lp: lengte van de patch.

Deze lengte beınvloedt in grote mate de resonantiefrequentie.

• Wp: breedte van de patch.

Deze parameter bepaalt de resonantieweerstand, waarbij een bredere patch een lagere

weerstand oplevert. Tevens heeft de breedte van de patch een kleine invloed op de

resonantiefrequentie, een bredere patch levert een hogere fres op.

• La: lengte van de slot.


De hoofdinvloed van de slotlengte is de hoeveelheid koppeling en de hoeveelheid back

radiation. Een grotere slot zal deze uiteraard verhogen.

• Wa: breedte van de slot, meestal ongeveer 1/10 van La

De invloed is analoog als die van La, zij het in iets kleinere mate.

• Wcpw1 en Wcpw2: breedte van de voedingsstrip en scheiding in de CPW voedingsstruc-

tuur.

Samen met de scheidingsbreedte Wcpw2, wordt Wcpw1 gekozen dat de voedingslijn een

karakteristieke impedantie van 50Ω heeft. De voedingsstructuur heeft een invloed op

de koppeling, maar omdat we gebonden zijn aan vaste afmetingen voor deze parameter,

kunnen we hier niet op inspelen.

• Lfeed: lengte van de voedingsstrip.

Dit zorgt voor een draaiing in de Smith kaart, maar verder heeft dit geen invloed, zolang

de lengte van de voeding niet te klein wordt gekozen, blijft de werking van de antenne

onveranderd.

• xpos: positieverschuiving van de apertuur.

Deze verschuiving gebeurt ten opzichte van het midden van de patch in de richting

evenwijdig met de centrale voedingslijn, weg van de voeding.

Een centrale positie levert de meeste koppeling van voeding naar patch, maar een meer

extreme positie levert een grotere bandbreedte op.

• Lstub: lengte van de bijregelstub.

Dit is de lengte dat de voedingsstrip voorbij de apertuur loopt. Deze stub zorgt voor een

correct aangepaste antenne. Vaak wordt een waarde van een kwartgolflengte gebruikt

(zie bijvoorbeeld [9] en [10]). Beter is echter kleinere stublengte te nemen, waarbij de

stroomverdeling op de voedingslijn in de buurt van de apertuur maximaal blijft. Dit

leidt tot een groter koppelfactor. De stub wordt gescheiden van het grondvlak door een

opening met een zekere lengte, beschreven door de volgende parameter.

• Lstubfree: scheiding van voedingslijn met geleidende vlakken er rond.

De voedingsstrip in de CPW structuur wordt ontkoppeld van de andere vlakken door

deze slot. De exacte grootte heeft zeer weinig invloed.


• Lgr: lengte van het grondvlak.

In de computersimulatie wordt dit oneindig verondersteld, in realiteit heeft een eindig

grondvlak een zeker effect.

• Wgr: breedte van het grondvlak.

Ook hier speelt de eindigheid een rol. Deze parameter zorgt ook dat de CPW voeding

niet ideaal verondersteld kan worden (de ideale CPW voeding maakt immers gebruik

van een oneindig vlak).

• H hoogte van het substraat.

Deze parameter speelt in op de bandbreedte en de koppeling, zoals in 2.1.1 uitgelegd.

• εr: elektrische permittiviteit van het substaat.

• tanδ: stelt de verliestangens van het substraat voor.

2.1.3 Draadantenne

Een totaal andere denkpiste zijn de draadantennes. Hier wordt immers geen gebruik gemaakt

van een resonerende patch. In dit onderzoek zal een antenne ontworpen worden, die het

midden houdt tussen een helix antenne en een crooked wire (geplooide draad) antenne. De

theorie achter deze twee verschillende soorten antennes zal nu kort besproken worden en

nadien wordt er een vergelijking gemaakt worden met het ontwerp voorgesteld in deze thesis.

Helixantenne

Een helixantenne bestaat uit een geleidende draad, gewikkeld in de vorm van een helix.

Meestal wordt er een grondvlak onder de antenne geplaatst. De opbouw van een helix antenne

is te zien in figuur 2.8. Een dergelijke antenne wordt gekenmerkt door het aantal wikkelingen

N, de diameter D en de afstand tussen twee wikkelingen S. De hoogte van zo’n antenne is

bijgevolg L=NS, en de lengte van de draad bedraagt Ln=NL0=N√

S2 + C2, waarbij L0 de

lengte van de draad in een wikkeling is en C=πD de omtrek van een cirkel met diameter D.

De pitch hoek α, dit is de hoek die de tangentiele lijn aan de helix maakt ten opzichte van


het grondvlak, is te berekenen door

α = arctan

(S

C

). (2.8)

Figuur 2.8: een helix antenne met grondvlak en coax voeding

Een helixantenne kan werken in verschillende modes: de twee basismodes zijn de normale

en de axiale mode. De normale mode komt voor bij heel kleine dimensies van de helix ten

opzichte van de golflengte en heeft als nadelen een lagere efficientie en een vrij beperkte

bandbreedte. De axiale mode is de meer gebruikelijke werkingsmode. Bij deze mode is er

maximale uitstraling in de richting van de as van de helix. Om deze mode te exciteren,

moeten de diameter, de afstand tussen twee wikkelingen en de dimensies van het grondvlak

voldoende groot zijn. Een nadere bespreking is te vinden in [14].

Als de opbouw van de helixantenne nauwkeurig bekeken wordt, is het duidelijk dat de draad

een continu stijgend patroon volgt, een punt met een zekere hoogte z0 zorgt dat verdere


punten op een hoogte z1 > z0 liggen. Verder is de projectie van elke lus op een vlak loodrecht

met de as, voor elke lus gelijk aan een cirkel. Gebeurt de excitatie volgens de normale mode,

dan kan de helix beschouwd worden als een serieschakeling van N cirkels en N korte dipolen.

Crooked wire antenne m.b.v. genetische algoritmes

Een crooked wire antenne (zoals in in [15] en [16]) bestaat uit een aantal rechte stukken, die

samen een grillig patroon vormen, geplaatst boven een grondvlak en gevoed door een coaxiale

voedingslijn aan de basis. Het resultaat levert een breedbandige antenne op. Een voorbeeld

van een dergelijk antennepatroon is gegeven in figuur 2.9.

Uit de figuur blijkt dat een eindpunt van het vorige stuk, geen a priori condities oplegt aan het

volgende eindpunt. Een punt op een zekere hoogte z0 zorgt er niet voor dat verdere punten

op een hoogte z1 > z0 liggen. Voor de x-as en de y-as gelden analoge opmerkingen. Er zijn

dus geen restricties op het verloop van de antenne (snijdende rechten niet in acht genomen).

Even vooruitlopend op het volgende deel, kan gesteld worden dat dit een essentieel verschil

is met de in dit onderzoek ontworpen antennes.

Het ontwerp van een crooked wire antenne wordt sterk vereenvoudigd door optimalisatie met

een genetisch algoritme. In deze optimalisatie hebben zowel het specifiek gebruikte geneti-

sche algoritme, als de codering van de ontwerpparameters in een voorstelling geschikt voor

optimalisatie, een belangrijke invloed op het resultaat. Meer informatie over optimalisatie

kan bijvoorbeeld gevonden worden in [17]. Hierop wordt niet dieper ingegaan, de antennes

zullen geoptimaliseerd worden met de optimizer van NEC, zoals uitgelegd in paragraaf 3.1.2.

Draadantenne ingebed in een lagenstructuur

Zoals reeds gezegd, zal de ontworpen antenne enige gelijkenissen vertonen met de helixantenne

en met de crooked wire antenne. Een vereenvoudigde voorstelling van de ontworpen draad-

antenne is te zien in figuur 2.10. In realiteit zal de structuur op een zekere laag complexer

zijn dan op deze figuur.

Een eerste kenmerk is de opbouw in verschillende discrete niveaus. Per laag wordt een zekere

structuur gevormd door de aaneenschakeling van rechte stukken, om vervolgens naar een

volgend niveau te stijgen. Tussen twee lagen zit een substraat met lage permittiviteit en een


Figuur 2.9: voorbeeld van een crooked wire antenne

dikte D. De transitie naar een hogere laag gebeurt aan de zijkanten van dit substraat. Omdat

de fabricage zal gebeuren op een flexstructuur, dat rond de substraten wordt gevouwen, zie

paragraaf 4.2.2, zullen deze overgangen afwisselend aan de ene en de andere kant gebeuren.

Meteen zijn er enkele restricties in het ontwerp. Ten eerste zal er niet zoals bij de crooked

wire antennes een totaal vrij patroon gevormd kunnen worden, waarbij er helemaal geen a

priori condities opgelegd zijn aan de hoogte van de hoekpunten. In tegendeel, nu verloopt de

opbouw verplicht langs een zekere laag, dus met vaste hoogtecoordinaat. Bovendien zal bij

overgang naar een volgende laag enkel een transitie naar een hoger gelegen niveau kunnen


Figuur 2.10: hier loopt de draadantenne over drie niveaus.

gebeuren, dus van hoogte nD naar hoogte (n+1)D, waarbij D de dikte van het substraat

is. Ook de constructie van een geschikte structuur op een zekere laag is aan beperkingen

onderworpen. Als de overgangen naar een hogere laag vastgelegd worden op (x,y)=(x0,0)

of (x,y)=(x1,0), dan strekt het substraat zich uit tot x ∈ [x0,x1]. Bijgevolg moet ook de

antennestructuur binnen deze grenzen ontworpen worden. In de y-richting zijn er geen echte

beperkingen, al is een compact ontwerp natuurlijk te verkiezen.

In vergelijking met een helixantenne vertoont onze structuur enige gelijkenissen met de equi-

valente structuur bij de normale mode excitatie. Beide maken gebruik van een geometrische

structuur op een zekere laag gevolgd door een overgang naar een volgende laag. Toch zijn

er grote verschillen tussen beide ontwerpen. Ten eerste is de voorwaarde dat de dimensies

klein blijven ten opzichte van de golflengte niet vervuld. De ontworpen antenne zal eerder een

coaxiale mode exciteren met hoofdlobe volgens de as. Een tweede verschil is uiteraard het

onderscheid tussen de structuur op een zekere laag. Het design is niet gebonden aan een cir-

kelvormig verloop, maar kan meer random patronen volgen. Bovendien moeten de structuren


op de verschillende lagen niet aan elkaar gelijk zijn.

Dit alles maakt dat de ontworpen antenne wel enige gelijkenissen vertoont met een helixanten-

ne en met een volledige random crooked wire antenne, maar uiteindelijk zal de hier ontworpen

antenne een soort tussenvorm zijn.

2.2 Materiaalkeuze voor het substraat

De voorgestelde antennestructuren hebben allen baat bij een dik substraat met een lage

permittiviteit. Deze structuur dient dus eigenlijk als spacer. De verklaring hiervoor werd

reeds in sectie 2.1.1 gegeven. Voor het ontwerp van de planaire antenne komen volgende

materialen in aanmerking als antennesubstraat:

• Arlon FoamClad R/F 100

• Rogers RT/Duroid 5870

• Emerson&Cuming Eccostock SH

• Emerson&Cuming Eccostock PP

2.2.1 Arlon FoamClad R/F 100

Dit product van Arlon bestaat uit een microporeuze polymeer laag (foam), met een lage

dielektrische constante en een lage permittiviteit, die langs een (single-sided) of twee (double-

sided) kanten omgeven is door een niet permeabele koper-polymeer film. De opbouw van deze

structuur is te zien in figuur 2.11.

Voor onze antennestructuren zal echter de koper laag weggeetst worden, zodat enkel de foam-

laag overblijft. Deze foamlaag heeft, zoals reeds gezegd, een lage permittiviteit (1.10 tot 1.35)

en een beperkte verliesfactor (de verliestangens ligt tussen 0.002 en 0.004), beide parameters

zijn afhankelijk van de dikte van de structuur. De keuze valt op de dikste single sided struc-

tuur (dikte= 0.2588 inch = 6.553mm), met een εr = 1.10 en een tanδ = 0.002. Hierdoor is dit

materiaal geschikt om een breedbandige antenne mee te maken. Helaas werden de samples

van dit materiaal laat ontvangen, zodat er geen tijd overbleef om dit materiaal te testen.


Figuur 2.11: Het substraat van Arlon bestaat uit een foamlaag aan een of twee kanten omgeven door

een koper-polymeerfilm

2.2.2 Rogers RT/Duroid 5870

Het duroid materiaal van Rogers is uiterst geschikt als hoogfrequent antennesubstraat. De

verliestangens, tanδ ∈ [0.0005, 0.0012] is heel laag. We hebben dit substraat in een dikte =

0.787 mm en met dubbele dikte (1.574mm). Deze beperkte dikte samen met een εr = 2.33

+- 0.02 (uit de ervaringen in de vakgroep is gebleken dat dit meestal 2.35 is) zorgt ervoor

dat dit materiaal toch niet zo geschikt is als substraat in de voorgestelde antennestructuren,

omdat dit de breedbandigheid niet bevordert. Toch wordt dit materiaal gebruikt, omdat het

snel beschikbaar is, en zo snel tot een werkende antenne gekomen kan worden.

2.2.3 Emerson&Cuming Eccostock SH

Deze foam bestaat uit een onbuigzame polyurethaanlaag met een goed gedefinieerde en ho-

mogene permittiviteit. Emerson&Cuming leverde ons gratis een aantal platen van deze foam

met een niet-standaard dikte van 5 mm. De εr is laag en bedraagt 1.08. Ook de verliestangens

is laag (0.002). Dit materiaal zal dan ook gebruikt worden om enkele antennes te ontwikkelen.


2.2.4 Emerson&Cuming Eccostock PP

Emerson&Cuming biedt een flexibele foam aan, met een behoorlijke dikte, lage εr en een

lage tanδ. Een flexibel substraat biedt het grote voordeel dat in combinatie met de door ons

gebruikte flex met de koperlaag, de gehele antenne flexibel is, wat vele toepassingen biedt.

Helaas is dit materiaal toch niet geschikt voor onze ontwerpen omdat de verlijming met de

koperflexen uiterst moeilijk is.

2.3 Keuze van de lijm en de flex

Bij alle substraatkeuzes, behalve Rogers RT/Duroid 5870, zal de eigenlijke antenne, met

andere woorden de koperstructuur, gefabriceerd worden op een flexlaag. Deze laag komt dan

op en rond het antennesubstraat. Dit gebeurt aan de hand van een verlijmstap. Zowel de flex

als de lijm zal hier kort besproken worden.

2.3.1 Flex

De eigenlijke antennestructuur wordt gefabriceerd op een flexibele laag bestaande uit een

polyimide onderzijde en een koper bovenzijde. Het geheel is ongeveer 25µm dik en heeft een

εr=2.5. De maximale afmetingen bedraagt 100mm op 100mm. Dit heeft te maken met de

fabricage in de cleanroom. De flexibiliteit van deze laag is hoog, ze kan zonder problemen

gevouwen worden rond een substraat van beperkte dikte (5mm). Het is dus mogelijk om

zowel boven- als onderzijde van de antennestructuren op een flex te ontwerpen en nadien de

flex dicht te vouwen rond het substraat. Deze polyimide-koper laag is direct beschikbaar in

de clean room en de processtappen zijn reeds gekend. Deze flexstructuur is te zien in figuur

2.12.

Figuur 2.12: de eigenlijke antennestructuur komt op een flexibele koper-polyimide laag van 25µm

dikte.


2.3.2 Lijm

De verlijming van de flexlaag op de foam vereist een specifieke lijm. Enkele eisen waaraan

voldaan moet zijn:

• geschikt voor polyurethaan: de lijm moet aan het substraat kleven.

• moet geschikt zijn voor een ruwe en brosse ondergrond (eigenschap van Eccostock SH).

• geschikt voor zowel polyimide als koper: de lijm moet aan beide kanten van de flex

kleven.

• niet-geleidende lijm.

Deze eisen beperken de keuze voor een gepaste lijm. Zo zal bijvoorbeeld een vloeiende lijm

de gaatjes in het polyurethaan opvullen, wat de homogeniteit niet ten goede komt.

Een eerste lijm die in aanmerking komt is de Nitto Denko D5952, een transfertape, speciaal

geschikt voor het verlijmen van onregelmatige oppervlaktes en foams uit polyurethaan. Deze

tape is handig in gebruik: ze wordt geleverd in standaard A4’tjes waarbij de lijm zowel aan de

boven als onderzijde is afgeschermd van de buitenwereld met een eenvoudig aftrekbare ’folie’.

Meer informatie over deze lijm is te vinden op http://www.nittoeurope.com/

In het ontwerp van een bruikbare antennes, spelen de dikte, de dielektrische constante en de

verliezen een belangrijke rol. Over deze lijm is enkel de dikte gekend (80 µm), de εr en de

tanδ zijn onbekend.

Een tweede lijmsoort is een pasta van Emerson&Cuming, met name Eccobond 45 Clear, dit

is een epoxy gebaseerde lijm bestaande uit twee componenten (simpelweg twee-componenten

lijm genoemd), waarbij de flexibiliteit van de lijmlaag wordt bepaald door de verhouding met

CATALYST 15 Clear. Het verlijmproces bestaat eerst uit het mixen van de componenten,

vervolgens wordt de pasta gescreenprint op een zeker laag, waarop er dan een andere structuur

verlijmd kan worden. Deze methode is niet geschikt voor het verlijmen van de draadantennes,

omdat hier in 3D gelijmd moet worden. De verlijming bij de patchantennes kan eventueel wel

met deze lijm gebeuren.

Hoofdstuk 3

Computer-ondersteund ontwerp van

de antennestructuren

Het ontwerp van een geschikte antenne is uiteraard gesteund op een theoretische achtergrond

met formules en afleidingen. Deze leveren geschikte startwaarden op om verder te zoeken naar

betere antennes met behulp van geavanceerde computerprogramma’s. In deze thesis zullen

de antennes verfijnd worden met behulp van de veldsimulatoren ADS Momentum en 4NEC2.

Vooraleer over te gaan naar het eigenlijk ontwerp, worden deze programma’s kort toegelicht.

3.1 Gebruikte programma’s

3.1.1 ADS

De circuitsimulator Advanced Design System van Agilent is een geavanceerd programma met

verschillende toepassingen in het gebied van RF- en communicatieontwerp. Bij het ontwerp

van antennestructuren is de in ADS ingebouwde veldsimulator ADS Momentum een hulp-

middel tot succes. Eenvoudige parameterisatie en geautomatiseerde optimalisatie realiseren

een beter ontwerp uit goede startwaarden.

In deze thesis zullen de verschillende planaire antennestructuren met behulp van ADS Mo-

mentum ontworpen worden. Zoals in figuur 2.1 te zien is, wordt er in de ontwerpen gebruik

gemaakt van een apertuur in het grondvlak. ADS Momentum simuleert dit niet door heel het

volledige grondvlak, uitgezonderd het slot te discretiseren, omdat dit veel rekenwerk vergt.

29

CAD van de antennestructuren 30

Integendeel, in ADS Momentum kan men de apertuur voorstellen aan de hand van een slotni-

veau, waardoor enkel de apertuur gediscretiseerd moet worden. Nu maakt ADS Momentum

wel impliciet de veronderstelling van een oneindig uitgestrekt grondvlak, waardoor de resul-

taten in de praktijk kunnen verschillen van de simulaties, juist ten gevolge van de eindigheid

van dit grondvlak.

In de ontwerpen wordt gebruik gemaakt van dikke substraten. Indien hier geen rekening mee

gehouden wordt, kan de simulatie in ADS minder nauwkeurig zijn, zeker bij het modelleren

van via’s. ADS Momentum simuleert immers door het opbouwen van halve rooftops. Zonder

opsplitsen van de dikke laag zal het begin en het einde van de rooftops vastliggen op de

boven en onderkant van de laag, dit is een veel te grove opdeling. Dit wordt opgelost door de

dikke substraatlagen op te splitsen in enkele op elkaar gestapelde dunnere lagen, waardoor de

discetisatie fijnmaziger is en de resultaten nauwkeuriger.

Enkele structuren bevatten een CPW voeding in hetzelfde vlak als de apertuur. Opnieuw

wordt alles voorgesteld in een slotniveau. De voorstelling van de aansturing van de voeding

in ADS gebeurt niet door een poort aan te leggen aan de middenste lijn (= de signaallijn) in de

CPW structuur, gekoppeld met een poort aan het vlak aan de zijkant van de CPW structuur

(= het grondvlak). De aansturing gebeurt, in het layout venster, door twee differentiele

poorten aan te leggen aan de scheidingsbanen van de CPW structuur. Op figuur 2.5 zijn

dit de twee baantjes met breedte WCPW2. In het schematic venster is deze aansturing op

te bouwen door een stuctuur zoals in figuur 3.1. De voeding gebeurt door een differentiele

aansturing van de stroom, die in realiteit met de magnetische stroom overeenkomt. In realiteit

wordt de antenne immers aangestuurd met een SMA-connector, die een eigenmode over de

CPW aansturing inkoppelt, en dus een elektrisch veld genereert, waaruit dan de magnetische

stroom volgt. Door de opbouw van de CPW voeding zijn deze stromen differentieel. De

S-parameter die ons nu interesseert is dus niet S11 of S22 maar moet nog berekend worden

uit de S parameters van deze poorten. Een simpele berekening levert de waarde van deze

S-parameter op, die Sdiff wordt genoemd:

Sdiff =S11 + S22 − S12 − S21

2. (3.1)

Een andere handig onderdeel van ADS is de tool Linecalc. Hiermee kan eenvoudigweg de


Figuur 3.1: De aansturing van de CPW voeding in het schematic venster.

breedte van de baantjes in de voedingsstructuur berekend worden, zodat deze structuur aan-

gepast is aan de gewenste impedantie.

3.1.2 4NEC2

4NEC2 is een windowsgebaseerde omgeving gebouwd rond de gekende NEC2 veldsimulator,

die het ontwerp van 2D en 3D antenne structuren toelaat. Het is mogelijk om zowel nabije

als verre veld stralingspatronen te berekenen en uiteraard kan de reflectiecoefficient, bere-

kend worden over een zeker frequentie-interval. In 4NEC2 zit ook een optimizer waarmee

de structuren geoptimaliseerd kunnen worden naar winst, resonantie, staande golf verhou-

ding (SWR), efficientie, en/of F/B, F/R-ratio. De optimalisatie kan gebeuren over een zeker

frequentie-interval en met begrensde parameterwaarden. In 4NEC2 zijn er tal van optima-

lisatiestrategieen mogelijk, waaronder genetische algoritmes, met instelbare selectiestrategie,

mutatie- en crossoverfactor.

Een groot nadeel van de 4NEC2 simulator is het ontbreken van de mogelijkheid om een

dielektricum in te voegen in het geheel: 4NEC2 veronderstelt impliciet dat er overal een


permittiviteit εr=1 is. Bovendien is er een (im)perfect grondvlak nodig, waarboven de antenne

ontworpen moet worden. Tot slot is het ook niet mogelijk om patch antennes te modelleren

in de 4NEC2 simulator.

In onze thesis is NEC dus enkel te gebruiken bij het ontwerp van de draadantenne. Omdat er

gebruik gemaakt wordt van een substraat met heel lage permittiviteit, zie paragraaf 2.2, en

dit substraat bijgevolg in goede benadering overeenkomt met lucht, is het niet zo erg dat er

geen dielektricum kan toegevoegd worden. Wel zal hier rekening mee gehouden worden, door

de antenne te ontwerpen bij een iets te hoge resonantiefrequentie, omdat het de verwachting

is dat de simulatie met permittiviteit=1 een overschatting oplevert van deze frequentie.

3.2 Simulaties

3.2.1 Microstip gevoede apertuur gekoppelde antenne op arlon substraat

Het eerste ontwerp bestaat uit een microstrip gevoede apertuur gekoppelde antenne, zo-

als voorgesteld in figuren 2.1 en 2.2. Er wordt gewerkt met Arlon FoamClad R/F 100 als

antennesubstraat (zie paragraaf 2.2.1) en Rogers RT/Duroid 5870 met dikte 0.787mm als

voedingssubstraat (zie paragraaf 2.2.2). Deze keuze buit het voordeel van een verschillende

substraatkeuze uit: het antennesubstraat is dik en heeft een lage permittiviteit zodat goede

uitstraling mogelijk wordt en het voedingssubstraat is dun en heeft een behoorlijk hoge per-

mittiviteit, wat uitstraling onderdrukt, (zie paragraaf 2.1.1). De computersimulatie gaat uit

van een grondvlak met oneindige afmetingen en van een centrale ligging van de apertuur ten

opzichte van het grondvlak.

Door de substraatkeuzes en de beperkingen zijn meteen een aantal parameters vastgelegd in

dit ontwerp: Lgr= ∞, Wgr= ∞, H1= 6.553 mm, εr1= 1.1, δ1= 0.002, H2=0.787 mm, εr2=

2.35, δ2= 0.002.

Er is een impedantieaanpassing aan 50Ω vereist voor de microstrip, omdat hier de voeding op

toekomt. De breedte van deze strip ligt dus vast en is te berekenen met behulp van Linecalc.

Er moet gelden dat Wfeed= 2.337mm.(zie figuur 2.2). De lengte van deze voedingsstrip, Lfeed,

heeft geen invloed, op een fasedraaiing na. Er moet gewoon gezorgd worden dat de lengte

voldoende groot is en dat ze dus een stuk voorbij de patch begint, zodat het stroomprofiel


een continu verloop vertoont.

De lengte van de patch valt te berekenen uit formules (2.1) tot (2.5). Als resonantiefrequentie

wordt 2.45Ghz genomen, wat in de ISM band ligt. Hieruit volgt a=1, b=0.481, εeff=1.077,

δLp=4.007mm, bijgevolg is de startwaarde voor de lengte van de patch Lp= 50.998mm.

De breedte van de patch, Wp, is naar boven begrensd door het ontwerp van de antenne.

De bedoeling is om een flex te draaien rond de substraten en zo tot een antenne te komen.

Deze flex is maximaal 100mm bij 100mm groot. Dit ontwerp bestaat uit drie lagen en twee

stijgingsniveaus, een van dikte H1 en een van dikte H2, dus de patchbreedte wordt sterk

beperkt. Bovendien moet in acht genomen worden dat de flex niet oneindig plooibaar is en

dus met een zekere extra kromming rond de substraten zal plooien. Ook moet het grondvlak

groter gekozen worden dan de patch. We stellen in dat Wp kleiner moet zijn dan 25.5mm. De

optimale breedte ligt tussen Lp en 2Lp, de bovengrens op Wp ligt ruim onder Lp en bijgevolg

zal de best mogelijke breedte gelijk zijn aan deze bovengrens.

De stublengte wordt typisch ingesteld op een waarde die iets lager is dan een kwart golflengte

(zie bijvoorbeeld [9] en [10]). Dit leidt tot een goed aangepaste antenne, maar niet tot een

optimale koppelfactor. Een kleinere stub, die nog steeds een maximale stroom geleidt onder

de apertuur, zal een hogere koppeling hebben en zal een breedbandiger resultaat opleveren.

De startwaarde (26mm) gebaseerd op de kwartgolflengte zal dus een ruime overschatting zijn

van het eindresultaat.

De afmetingen van de slot bepalen samen met de stub de hoeveelheid koppeling. Een langere

slot zal meer koppeling toelaten dan een kortere. Te lang is echter ook niet goed, omdat

dit ongewenste effecten oplevert, de slot zou bijvoorbeeld zelf in resonantie kunnen komen

en dit veroorzaakt veel uitstraling naar de achterzijde. De breedte van de apertuur wordt

meestal ongeveer 1/10 van de apertuurlengte genomen. In dit ontwerp wordt de maximale

breedte van de slot hier ingesteld op 2mm. Als startwaarde wordt echter exact 1/10 van de

lengte genomen (als deze waarde kleiner is dan 2mm). Er wordt soms gebruik gemaakt van

een startwaarde voor de lengte bepaald door 0.082λ0 bij lage dielektrische constante (2.54)

en 0.072λ0 bij hoge dielektrische constante (10.2), waarbij λ0 de golflengte in de vrije ruimte

is (zie [18]). Dit levert hier geen goede startwaarden op. De afmetingen van de slot zullen


bepaald worden door gebruik van de Smith kaart.

Hoe verloopt deze manuele bijregeling van de parameters door te redeneren op de Smith kaart?

Het typische patroon van een apertuur gekoppelde antenne bij resonantie is een krullende

curve die in de buurt van het midden van de Smith kaart loopt. Haalt de curve dit middelpunt

niet, dan is er te weinig koppeling, en moeten de afmetingen van de apertuur vergroot worden.

Ook de stublengte heeft invloed: een langere stub levert minder koppeling op. Een te sterke

koppeling leidt ertoe dat de curve in de Smith kaart een veel te grote straal heeft en ver van

het midden verwijderd blijft. Dit is dus ook niet goed en om dit te bekampen moeten de

afmetingen van de apertuur verkleind worden. Deze werkwijze wordt verduidelijkt aan de

hand van figuur 3.2.

Figuur 3.2: Bepalen van de koppelfactor a.h.v. de Smithkaart:(a) te weinig, (b) ideaal, (c) te veel

Deze bijregeling verdient wel een zekere oplettendheid. De slot- en stubparameters hebben

niet enkel invloed op de koppeling, maar beınvloeden ook de resonantiefrequentie. Bijgevolg

moet de lengte van de patch aangepast worden. Uiteindelijk kan een goed ontwerp bekomen

worden, waarna een optimalisatiestap tot het gewenste resultaat leidt. De optimale waarden

staan in tabel 3.1 en de reflectiecoefficient staat in figuur 3.3.

De optimale waarden voldoen aan de verwachtingen. De breedte van de patch is inderdaad de

ingestelde bovengrens en de stublengte kan veel kleiner gekozen worden dan de kwartgolflengte


parameter waarde

Lp = 47.4904mm

Wp = 25.5mm

La = 22.0138mm

Wa = 2mm

Lstub = 10.093363mm

Tabel 3.1: Optimale waarden voor microstip gevoede apertuur gekoppelde antenne op Arlon sub-

straat.

schatting. Doordat de slot en de stub ook een invloed hebben op de resonantiefrequentie, is de

lengte van de patch niet de waarde berekend uit de formules, maar moet ze kleiner genomen

worden, omdat anders de resonantie bij een te lage frequentie plaats vindt. Uit de figuur is

duidelijk dat er bij de optimale oplossing inderdaad van een lichte overkoppeling sprake is.

Op de Smith kaart loopt de curve immers niet exact door het midden, maar er rond. De

reflectiecoefficient ligt onder de -10dB in het frequentie-interval [2375, 2510]MHz. Dit omvat

de ISM band die van 2400 tot 2483.5 MHz loopt, waardoor de antenne aan de vereisten

voldoet.

De uitgestraalde velden in het XZ-vlak (dus met φ=0o in figuur 2.1), hun polarisatie en winst

worden gesimuleerd in ADS Momentum en uitgezet in figuur 3.4. De ontworpen antenne

is sterk lineair gepolariseerd: er is een Eθ component maar de Eφ component is nul. Dit

wordt bevestigd doordat de curves van de links draaiende en de rechts draaiende circulaire

polarisatie samenvallen. De antennewinst bedraagt 8.489dB en het maximum is gelegen in de

richting volgens de z-as (dus θ=0o). De antenne straalt dus sterk directief uit.

Tot slot wordt het stoomprofiel besproken aan de hand van figuur 3.5. Ten eerste is duidelijk

dat de stub zo kort genomen mag worden. De eis was immers dat de stroom onder (en in de

buurt van) de apertuur een maximale waarde moet kunnen halen, opdat een goede koppeling

mogelijk is. Dit is hier het geval. Ten tweede staat er een halve sinus over de lange zijde van

de patch. De patch resoneert immers in de fundamentele mode, in dit geval de TM10-mode

en de uitstraling gebeurt aan de, op de figuur, verticale zijden via de strooivelden.


Figuur 3.3: Reflectiecoefficient van de microstip gevoede apertuur gekoppelde antenne op het Arlon

substraat.


Figuur 3.4: Polarisatie, velden en winst bij de microstrip gevoede apertuur antenne.

Figuur 3.5: Stroomprofiel op de antenne.


3.2.2 CPW gevoede apertuur gekoppelde antenne op Arlon substraat

De tweede onderzochte structuur is opnieuw een antenne op het Arlon substraat, maar nu

verloopt de voeding niet volgens een microstrip, maar met een CPW voedingsstructuur. Deze

structuur ligt in dezelfde laag als het grondvlak, en ook in dezelfde laag als de apertuur,

waardoor er een laag bespaard wordt. Desalniettemin de verschillen met het ontwerp in de

vorige paragraaf, kunnen de waarden na optimalisatie van de microstrip antenne, hier als

ruwe startwaarden gebruikt worden. Uiteraard zijn er enkele verschillen:

• substraat: nu wordt er maar met een substraat gewerkt, namelijk Arlon FoamClad R/F

100, waarvan de parameters in paragraaf 2.2.1 vermeld staan.

• voeding: de voedingsstructuur is het grote verschil met het vorige ontwerp dus moeten

de startwaarden opnieuw berekend worden, zodat er een goede aanpassing aan 50Ω

wordt gerealiseerd. Deze waarden volgen na berekening in Linecalc en zijn voor de rest

van de optimalisatie vast: WCPW1=4.9339mm en WCPW2 =0.09mm. Deze waarden

zijn fysische realiseerbaar: de afstand tussen de uiterste pinnen op de SMA-connector

is 5.657mm en dit is groter dan (WCPW1+2WCPW2) en de minimale pitch bij fabricage

is 50µm wat kleiner is dan WCPW2.

• Lstubfree: deze parameter komt niet voor bij de microstrip gevoede antenne. De invloed

ervan is klein, als startwaarde wordt een waarde van 0.3mm gekozen.

• Wp: omdat er met deze opbouw een laag uitgespaard wordt en de flex dus maar over

twee in plaats van drie lagen moet geplooid worden, kan de breedte van de patch iets

groter genomen worden. Er wordt een bovengrens van 40mm ingesteld.

• La: de slot is door de middenstrip van de CPW-voeding als het ware gesplitst in twee

delen, de startwaarde voor de lengte wordt met WCPW1 vergroot.

• xpos, ypos: de positie van de apertuur wordt hier opnieuw vast in het midden genomen.

Als start worden dus de waarden uit tabel 3.2 ingesteld.

Met deze startwaarden wordt een eerste simulatie uitgevoerd. Er dienen twee opmerkingen

gemaakt te worden. Ten eerste wordt nogmaals herhaald dat ADS Momentum het grondvlak

oneindig groot veronderstelt. Ten tweede dient er hier opgemerkt te worden dat deze eerste


parameter waarde

Lp = 47.4904mm

Wp = 40mm

La = 26.696mm

Wa = 2mm

Lstub = 10.093363mm

Lstubfree = 0.3mm

WCPW1 = 4.682mm

WCPW2 = 0.085mm

xpos = 0mm

ypos = 0mm

Tabel 3.2: Startwaarden voor de CPW-gevoede apertuur gekoppelde antenne op Arlon substraat.

simulatie nog niet op de uiteindelijke substraatstuctuur wordt doorgerekend. Er wordt nu

enkel gesimuleerd met het Arlonsubstraat en niet met het flex-lijm-Arlon-lijm-flex substraat

om rekentijd te besparen. Het resultaat staat in figuur 3.6.

Het resultaat is onmiddellijk aanvaardbaar. Volgens de redenering uit paragraaf 3.2.1 is er

iets te weinig koppeling. Door de afmetingen van de apertuur iets te vergroten wordt deze

koppeling ook vergroot. Samen met nog enkele lichte optimalisaties, zodat onder andere de

ISM-band mooi in het midden ligt en zodat de bandbreedte gemaximaliseerd wordt, levert de

waarden uit tabel 3.3 op.

Deze waarden zullen nu op hun beurt als startwaarden gebruikt worden in de simulatie waarbij

de flexen lijmlagen aan het substraat toegevoegd zijn. De flex heeft een dikte van 25µm en

een permittiviteit van 2.5. De permittiviteit van deze lijmlaag is onbekend, de dikte ervan is

80µm. Als waarde voor de permittiviteit van de lijm wordt ook 2.5 gekozen. Deze lagen zijn

vrij dun, dus de invloed is beperkt. Een bijkomende optimalisatie, gericht naar een zo groot

mogelijke bandbreedte en nog een redelijk diepe piek, levert de waarden uit tabel 3.4. De

reflectiecoefficient is uitgezet in figuur 3.7. De reflectiecoefficient ligt onder de -10dB in het

frequentie-interval [2346, 2536]MHz. Dit omvat de ISM-band die van 2400 tot 2483.5 MHz


Figuur 3.6: Reflectiecoefficieent van de CPW gevoede antenne op het Arlon substraat met de start-

waarden.

loopt, waardoor de antenne aan de vereisten voldoet. De bandbreedte is dus 190MHz.

De elektrische velden voorgesteld in figuur 3.8 zijn opnieuw berekend met φ=0o, dus in het

XZ-vlak (zie figuur 2.6). Ondanks de iets grotere apertuur, is de uitstraling nog steeds sterk

lineair: opnieuw is er enkel een elektrisch veld Eϑ en geen veld hier loodrecht op, Eφ is

ongeveer 0. De winst is maximaal in de richting van de as loodrecht op de patch, en bedraagt

8.735dB. De efficientie heeft een waarde van 97.6%, maar in de simulaties is geen rekening

gehouden met de verliezen in de lijm en de flex, waardoor deze waarde in de praktijk lager

zal liggen.


parameter waarde

Lp = 46.2875mm

Wp = 40mm

La = 28.85mm

Wa = 2.323mm

Lstub = 12.4654mm

Lstubfree = 0.5mm

WCPW1 = 4.682mm

WCPW2 = 0.085mm

xpos = 0mm

ypos = 0mm

Tabel 3.3: Optimale waarden voor de CPW gevoede apertuur gekoppelde antenne op Arlon sub-

straat.

parameter waarde

Lp = 46.872mm

Wp = 40mm

La = 27.75mm

Wa = 2.30mm

Lstub = 12.432mm

Lstubfree = 0.5mm

WCPW1 = 4.682mm

WCPW2 = 0.085mm

xpos = 0mm

ypos = 0mm

Tabel 3.4: Optimale waarden voor de CPW gevoede apertuur gekoppelde antenne op het flex-lijm-

Arlon substraat.


Figuur 3.7: Reflectiecoefficient van de CPW gevoede antenne op het flex-lijm-Arlon substraat.

Figuur 3.8: Polarisatie, velden en winst van de CPW gevoede antenne op het flex-lijm-Arlon sub-

straat.


3.2.3 CPW gevoede apertuur gekoppelde antenne antenne op Duroid

Doordat het Arlon substraat pas laattijdig geleverd werd, is het principe van de CPW gevoede

apertuur gekoppelde antenne toegepast op andere substraten. Als eerste zal de antenne

ontworpen worden op het Duroid substraat, besproken in paragraaf 2.2.2.

Omdat het substraat andere eigenschappen heeft, kan er bij dit ontwerp geen gebruik gemaakt

worden van de resultaten van het voorgaande ontwerp op het Arlon substraat. Er moet vanaf

nul herbegonnen worden. Het ontwerpstraject verloopt uiteraard wel op dezelfde manier, al

moet hier extra aandacht bestaat worden aan de voedingsstructuur. Door de specificaties

van het substraat, de beperkingen van de fabricagemethode (WCPW2 moet minimaal 0.25µm

breed zijn) en omdat er een aanpassing aan 50Ω gewenst is, levert linecalc een CPW voeding

met een te brede middenstrip (WCPW1=6.729mm), waardoor het onmogelijk is een connector

op deze antenne te solderen: tussen de twee uiterste pinnen is er slechts 5.657mm tussenruimte.

Dit wordt opgelost door deze voedingsstructuur van de geschikte breedte geleidelijk aan te

versmallen tot een breedte waarbij de connector gemonteerd kan worden, in dit geval 4mm,

zoals voorgesteld in figuur 3.9.

Figuur 3.9: De CPW antenne op Duroid substraat vereist een versmalling van de voedingsstructuur.


Wegens de verdere analogie, zullen enkel nog de geoptimaliseerde eindwaarden en het stra-

lingspatroon gegeven worden. De bekomen waarden zijn terug te vinden in tabel 3.5.

parameter waarde

Lp = 36.123mm

Wp = 65mm

La = 5.437mm

Wa = 1.7614mm

Lstub = 5.44mm

Lstubfree = 0.4mm

WCPW1 = 6.729mm

WCPW2 = 0.25mm

xpos = 0mm

ypos = 0mm

Tabel 3.5: Optimale waarden voor CPW gevoede apertuur gekoppelde antenne op Duroid substraat.

Er moet opgemerkt worden dat de breedte van de patch, Wp hier niet begrensd is, wat tot een

goede impedantieaanpassing leidt. Dit is niet erg: in dit ontwerp is het toch niet de bedoeling

de antenne klein te houden.

De optimale waarden leveren een resultaat zoals voorgesteld in figuur 3.10 op. Het resultaat is

zoals verwacht. Het substraat is dun en heeft een hoge permittiviteit. Een goede aanpassing

aan 50Ω is wel mogelijk bij een zekere frequentie, mede door de erg brede patch, maar al

bij geringe afwijking neemt de impedantie sterk toe en stijgt de reflectiecoefficient boven de

-10dB uit. De bandbreedte van deze antennestructuur is te klein. Dit bewijst de noodzaak

om een gepast substraat ter beschikking te hebben.

De polarisatie en winstgegevens worden aangegeven in figuur 3.11. De simulatieresultaten

tonen opnieuw een sterke lineaire polarisatie: het Eφ is quasi 0, terwijl er wel een Eϑ compo-

nent is. De winst bedraagt 7dB en het maximum is gelegen in de richting volgens de z-as (dus

θ=0o). De efficientie ligt hier lager. Dit is het gevolg van oppervlaktegolven in het Duroid


Figuur 3.10: Reflectiecoefficient van de CPW gevoede apertuur gekoppelde antenne op het Duroid

substraat.

substraat, dat een hoge permittiviteit heeft en dus vatbaarder is voor dit soort golven.

3.2.4 CPW gevoede apertuur gekoppelde antenne op Emerson&Cuming

substraat

Uit paragraaf 3.2.3 is gebleken dat er wel degelijk een dik substraat met lage dielektrische

constante vereist is. Het Emerson&Cuming Eccostock SH voldoet hieraan, al is het iets

minder dik dan het Arlon FoamClad R/F 100 substraat.

Allereerst zal de standaard CPW antenne ontworpen worden. Opnieuw dezelfde structuur als

de vorige twee ontwerpen, maar doordat het substraat verschilt, zullen de parameterwaarden

verschillen. De verwachting is bovendien dat bij een zelfde model dit substraat minder goede

resultaten zal leveren in vergelijking met het Arlon substraat, juist ten gevolge van de beperk-


Figuur 3.11: Polarisatie, velden en winst bij de CPW gevoede antenne op het Duroid substraat.

tere dikte. In een volgende stap zal onderzocht worden wat het effect is van een verschuiving

van de apertuur ten opzichte van het centrum van de patch.

Centraal gelegen apertuur

Dit ontwerpsproces is identiek aan de eerder gevolgde ontwerpmethodes voor de CPW antenne

op het Arlon substraat en op het Duroid substraat. Daarom volgt hier enkel een kort overzicht

van de resultaten. De optimale waarden zijn terug te vinden in tabel 3.6.

Dit levert het resultaat op van figuur 3.12. De reflectiecoefficient ligt onder de -10dB in het

frequentie-interval [2378, 2506]MHz. Dit omvat de ISM band die van 2400 tot 2483,5 MHz

loopt en de bandbreedte is 128MHz. Indien deze waarde vergeleken wordt met de bekomen

bandbreedte bij gebruik van het Arlon substraat (zie paragraaf 3.2.2), is het duidelijk dat

een dikker substraat, in dit het geval de Arlon foamclad, een beter resultaat oplevert. Het

Emerson & Cuming substraat is 30% dunner en dit zorgt ervoor dat de bandbreedte met 50%

daalt.


parameter waarde

Lp = 47.6mm

Wp = 40mm

La = 24.714mm

Wa = 1.53mm

Lstub = 11.85mm

Lstubfree = 0.5mm

WCPW1 = 4.9339mm

WCPW2 = 0.09mm

xpos = 0mm

ypos = 0mm

Tabel 3.6: Optimale waarden voor de CPW gevoede apertuur gekoppelde antenne op

Emerson&Cuming substraat.

Verschoven apertuur

Een nieuwe denkpiste is om de patch niet meer in het midden boven de apertuur te plaatsen.

Een verschuiving in de langsrichting van de middenstrip wordt onderzocht. De verschuiving

in de loodrechte richting is weinig zinvol omdat de slot dan vrij snel buiten de patch komt te

liggen en dit zeker een suboptimale oplossing levert.

Omdat de koppeling tussen voeding en patch het grootst is wanneer de apertuur centraal

gelegen is, zal er bijgevolg een daling zijn in het koppelniveau. Dit wordt bevestigd door de

simulatie, indien de optimale waarden uit de centraal gelegen patch gebruikt worden. Een gro-

tere koppeling wordt verkregen door een aanpassing van de afmetingen van de apertuur. Deze

apertuur moet dus terug het oude koppelniveau toelaten en moet bijgevolg groter gemaakt

worden. Het uiteindelijke resultaat is te vinden in tabel 3.7.

Vergelijking van de optimale waarden uit tabel 3.6 en tabel 3.7 benadrukt nogmaals de nood

aan de toename van de apertuurafmetingen, om de verminderde koppeling te compenseren. De

apertuurlengte is sterk toegenomen. De antennestructuur is op deze manier wel breedbandiger

geworden. Nu ligt de reflectiecoefficient onder de -10 dB in het interval [2345,2535]MHz, de


Figuur 3.12: Reflectiecoefficient voor de CPW antenne op het Emerson&Cuming Eccostock SH sub-

straat met centrale apertuur.

bandbreedte is dus terug toegenomen tot 190MHz, een serieuze stijging ten opzichte van de

128MHz die bekomen werd bij de centraal gelegen patch. Deze resultaten zijn ook terug te

vinden in figuur 3.13.

Deze antennestructuur heeft een winst van een goeie 8dB in de richting volgens de as loodrecht

op het antennevlak (z-as op figuur 2.6. Opnieuw is de polarisatie linear. De efficientie bedraagt

96.5% (figuur 3.14), waarbij opnieuw de opmerking gemaakt moet worden dat de verliezen in

de lijm en de flex buiten beschouwing gelaten zijn. Deze waarden kunnen afgelezen worden

uit figuur 3.14.


parameter waarde

Lp = 46.9436mm

Wp = 40mm

La = 34.936mm

Wa = 2.375mm

Lstub = 7.60mm

Lstubfree = 0.3mm

WCPW1 = 4.9339mm

WCPW2 = 0.09mm

xpos = 19mm

ypos = 0mm

Tabel 3.7: Optimale waarden voor de CPW gevoede antenne met verschoven apertuur.

Figuur 3.13: Reflectiecoefficient van de CPW gevoede antenne met verschoven apertuur.


Figuur 3.14: Polarisatie, velden en winst van de CPW gevoede antenne met verschoven apertuur.


3.2.5 Draadantenne op Emerson&Cuming substraat

De draadantenne wordt in 4NEC2 gesimuleerd en is minder op formules gebaseerd, maar

maakt gebruik van uitvoerig zoeken naar een goede structuur in samenwerking met gepaste

optimalisaties.

Cirkel

Een eerste ontwerp bestaat erin een soort helixantenne te bouwen, maar dan met cirkels

die op hetzelfde vlak blijven en dan naar een volgend vlak overgaan. Als eerste wordt een

opbouw onderzocht uit drie cirkels, waarbij elke halve cirkel naar een nieuw niveau overgegaan

wordt. Samen met het grondvlak erbij zijn er dus zeven lagen. Deze hoge opbouw is in de

praktijk onaanvaardbaar en de antennesstructuur is tevens niet realiseerbaar aan de hand

van de flexlagen, maar hier wordt dit ontwerp als een eerste kennismaking onderzocht. Een

voorbeeld is terug te vinden in figuur 3.15.

De hoogte H is bepaald door het gebruikte substraat, in dit geval wordt een geschikte anten-

nestructuur opgebouwd op het Arlon substraat (zie paragraaf 2.2.1 ) onderzocht. De hoogte

bedraagt bijgevolg 6.553mm. Per omwenteling van de cirkel zijn er twee stappen naar een

nieuw niveau, dus het totale hoogteverschil per cirkel bedraagt 13.006mm. Voor de omtrek C

(op de figuur staat de halve omtrek C/2 aangegeven), wordt een waarde genomen bepaald uit

formule 2.8. Wordt de pitch tussen 12o en 18o gekozen, zoals vaak gebeurt bij helixantennes

die uitstralen in de axiale mode, dan resulteert dit met α=12o in C= S2πtan(12o)=61mm: de

cirkel heeft dan een straal R = 9.7mm. Er moet wel opgemerkt worden dat gezien de afmetin-

gen, die niet zeer klein zijn ten opzichte van de golflengte noch in de buurt van de golflengte

liggen, het niet a priori duidelijk is of dit ontwerp vergeleken kan worden met de axiale mode

werkende, dan wel de normale mode werkende helixantenne.

Deze bekomen waarde voor de straal levert geen goede resulaten op. Beter is de totale

lengte in te stellen op twee golflengtes (plus een kwart golflengte erbij). Na optimalisatie

wordt de straal zelfs nog iets groter genomen, namelijk 12.7mm. Er is resonantie bij een

frequentie van 2500MHz, de bandbreedte is helaas beperkt, vooral omdat de reactantie snel

van nul afwijkt bij kleine frequentieafwijkingen. Deze resultaten staan in figuur 3.16. Het

stralingspatroon in het verre veld is te zien in figuur 3.17: dit patroon heeft meer gelijkenissen


Figuur 3.15: Draadantenne opgebouwd uit cirkels.

met het stralingspatroon van de helixantenne volgens de axiale mode dan met de normale

mode (zoals in [14] voorgesteld): net zoals bij de axiale mode ligt de richting van de maximale

uitstraling volgens de as van de helix. In tegenstelling dat de helixantenne zijn er geen zijlobes

naast deze hoofdlobe. Al bij al een rechtvaardiging bij het gebruik van α in de schatting van

de omtrek van de cirkel.

Natuurlijk is het niet nodig om op ieder niveau exact cirkels te beschrijven: in een volgende

stap zal op elk van de drie niveaus een ellips getekend worden, waarbij natuurlijk in ieder

niveau telkens de twee overstaande punten, dit is waar de transities naar een bovengelegen

laag gebeuren, gemeenschappelijk zijn. Deze twee punten kunnen zowel op de lange as, als

op de korte as van de ellips liggen. Dit is duidelijk weergegeven in figuur 3.18.

Uiteraard kan er gebruik gemaakt worden van de resultaten met de gewone cirkels. De


Figuur 3.16: Resultaat van draadantenne opgebouwd uit cirkels: reflectiecoefficient en impedantie-

aanpassing.

overgangspunten worden hier opnieuw op een afstand van 12.7mm van elkaar gelegd, de

hoogte bedraagt uiteraard 6.553mm, omdat opnieuw het Arlon substraat gebruikt wordt. De

snijpunten met de andere hoofdas zullen bij de ene ellips dan wat verder uit elkaar liggen

en bij de andere ellips worden ze dan wat dichter bij elkaar gelegd, zodat de lengte van de

draadantenne in goede mate overeenkomt met het vorige ontwerp. Uiteindelijk levert dit,

na optimalisatie een antenne op met vergelijkbare resultaten. De resonantiefrequentie ligt

hier iets lager, maar dat kan eenvoudig aangepast door de lengte van de draad iets korter te

maken. De bandbreedte heeft ongeveer dezelfde waarde.

Tot slot kunnen er structuren gemaakt worden met meer of minder niveaus. Dit is getest

met twee en vier volle cirkels, maar dit leverde minder goede resultaten op. Het moge dan

ook duidelijk zijn dat met een antennestructuur met cirkels/ellipsen niet aan de verwachtigen

voldoet.


Figuur 3.17: Stralingspatroon in het verre veld van de draadantenne met cirkels.


Figuur 3.18: Draadantenne opgebouwd uit ellipsen

Figuur 3.19: Resultaat van draadantenne opgebouwd uit cirkels: reflectiecoefficient en impedantie-

aanpassing.


Ruit

De volgende onderzochte structuur bestaat uit ruitvormige figuren, waarbij de overgangen

tussen de lagen opnieuw gebeuren in twee overstaande punten en waarbij er dus twee tussen-

punten overblijven. In dit ontwerp wordt gekozen voor drie ruiten, verdeeld over zes lagen.

De afmetingen van de ruiten worden meteen verschillend gekozen. De voorstelling van dit

ontwerp staat weergegeven in figuur 3.20.

Figuur 3.20: Draadantenne opgebouwd uit ruiten van verschillende grootte.

De totale lengte van de draad wordt iets groter gekozen dan bij de cirkelstructuren, de re-

sonantiefrequentie ligt dan ook iets lager, namelijk bij 2434MHz. De reflectiecoefficient ligt

onder de -10dB in het interval [2411,2459]MHz, waardoor de bandbreedte 48MHz bedraagt.

De beperkte bandbreedte is hier opnieuw het gevolg van de sterke stijging van de absolu-


te waarde van de reactantie, waardoor de impedantie te snel van 50Ω afwijkt. Ook deze

structuur is dus niet geschikt. De gegevens zijn terug te vinden in figuur 3.21.

Figuur 3.21: Reflectiecoefficient en impedantieaanpassing van de draadantenne met ruiten.

Het stralingspatroon staat in figuur 3.22. De maximale uitstraling gebeurt opnieuw volgens de

richting van de Z-as, met een 3dB bundelbreedte van 70o in het XZ-vlak en 80o in het YZ-vlak.

De maximale winst bedraagt 8.92dB. In het XY-vlak is de uitstraling omnidirectioneel.

Meerdere tussenpunten

De eenvoudige structuren, zoals de cirkels en de ruiten voldoen absoluut niet aan de vereisten

van een compacte antenne geschikt voor de ISM-band. Geleidelijk aan worden nu wat inge-

wikkelder structuren onderzocht. Een eerste stap in de goede richting bestaat erin meerdere

tussenpunten in te lassen tussen de overgangspunten. Bovendien wordt het maximaal aantal

lagen waarop de structuur gevormd wordt beperkt tot drie.

De eerste onderzochte structuur bestaat uit trapezia: op elke laag komt hetzelfde trapezium,

telkens afgewisseld van orientatie. Op de bovenste laag wordt zowel links als rechts van de

verbindingsas van de overgangspunten een trapezium gevormd, waarbij uiteraard het geheel

niet kortgesloten wordt. Dit alles wordt verduidelijkt aan de hand van figuur 3.23.

Het resultaat van dit ontwerp toont maar een lichte verbetering. De bandbreedte is nu


Figuur 3.22: Stralingspatroon van de draadantenne met ruiten.

gestegen tot 57MHz ( [2501,2558]MHz), maar de winst zit hem hier vooral in de besparing

van het aantal lagen, de voorgaande structuren maakten immers gebruik van zes lagen, deze

structuur gebruikt er slechts drie (waarbij telkens de laag van het grondvlak niet meegerekend

wordt).

Nu wordt er nog een extra tussenpunt bijgevoegd aan elke trapezium en worden de structuren

op de lagen verschillend aangepast: de bovenste laag is een vijfhoek met de punt naar buiten

en de twee andere lagen worden tot een vijfhoek met de punt naar binnen omgevormd. Dit

leidt tot de grilligere structuur uit figuur 3.24.

De reflectiecoefficient ligt onder de -10dB in het interval [2475,2553]MHz, de bandbreedte

van deze constructie is reeds groter en bedraagt 78MHz, zie figuur 3.25(a) De curve met de

impedantie, figuur 3.25(b) leert dat de reactantie trager afwijkt van nul dan bij de vorige

ontwerpen. Het resultaat is nog niet te gebruiken, maar toont dat eerder gezocht moet

worden naar een structuur waar de reactantie niet al te sterk toeneemt en het reele deel van

de impedantie bij resonantie uiteraard nog vrij dicht bij 50Ω ligt.


Figuur 3.23: Draadantenne opgebouwd uit trapezia.

Het vorige ontwerp wordt dus beter geoptimaliseerd met als enige criterium de bandbreedte

en niet de eventuele aanpassing aan 50Ω bij een zekere frequentie. Gepaste parameterisatie

levert de antenne voorgesteld in figuur 3.26 op. Dit levert een veel beter resultaat op: de re-

flectiecoefficient ligt nu onder de -10 dB in het interval [2425, 2642]MHz, wat een bandbreedte

van 217MHz oplevert, zie figuur 3.27(a). Het grote verschil met de vorige ontwerpen bemerkt

men in figuur 3.27(b): de impedantie is hier nergens goed aangepast aan 50Ω, integendeel het

reele deel wijkt over heel het vermelde interval vrij sterk af van deze waarde. Nu loopt het

imaginaire deel, dus de reactantie, traag weg van nul, waardoor de bandbreedte toeneemt.

Het nadeel is dat de antenne nooit perfect aangepast is aan de voedingslijn waardoor er een

deel van het vermogen weerkaatst wordt, in plaats van uitgestraald.


Figuur 3.24: Draadantenne opgebouwd uit veelhoeken.

Een bijkomend nadeel van deze antenne zijn de grote afmetingen, vooral de lange pieken in de

Y-richting vergroten het geheel. In dit ontwerp bedraagt de afstand tussen de twee uiterste

punten in de y-richting 7,4cm. Volgens de x-as is dit maar 2,14cm en de hoogte van de antenne

is 1,5cm.

Uiteindelijk ontwerp

Tot nu toe, zijn de ontwerpen enkel gebeurd met als parameter de dikte van het Arlon

FoamClad R/F 100 substraat. Doordat dit substraat laattijdig geleverd werd, is er in de loop

van deze thesis overschakeld op het Emerson&Cuming Eccostock SH substraat. Eerst wordt

een structuur ontworpen gelijkaardig aan deze op het Arlon substraat. Dit resultaat wordt

verder aangepast en verbeterd volgens enkele criteria:


Figuur 3.25: Reflectiecoefficient van de draadantenne opgebouwd uit veelhoeken.

• grootte: de ontworpen structuur in veel te groot in de Y-richting. Dit zal verbeterd

worden door het ontwerp licht bij te sturen zodat het geheel kleinere afmetingen krijgt.

• bochten: de flexen worden in realiteit geplooid in een bocht rond de verschillende ni-

veaus. Het ontwerp wordt ook hieraan aangepast door de bovenste twee plooien afgerond

te simuleren. Bij de onderste bocht wordt dit niet gedaan omdat dit stuk op een zijkant

van het substraat gekleefd wordt, waaraan dan de connector gesoldeerd wordt.

• einde van de draad: in de eerdere ontwerpen ligt dit te dicht bij eerdere delen van deze

draad. Er is dus gevaar voor overspraak. Op zich is dit niet echt een probleem: 4NEC2

neemt deze overspraak mee in de simulaties. Helaas wordt er bij 4NEC2 van zeer dunne

draden uitgegaan. In een realistisch ontwerp hebben deze baantjes een zekere dikte,

groter dan in de simulaties. Hierdoor verandert de exacte afstand van het uiteinde van

de structuur tot de andere delen van de structuur. Is de gesimuleerde afstand reeds

klein dan is het verschil met de reele afstand relatief groot, waardoor de resultaten uit

de simulaties niet gehaald zullen worden. Om het geheel wat minder kritisch te maken,

wordt de afstand tussen de onderdelen vergroot tot bijna 10 keer de dikte van de draad

(waarbij hier de dikte bij fabricage genomen wordt, namelijk 250µm).


Figuur 3.26: Breedbandige draadantenne opgebouwd uit veelhoeken op het Arlon substraat.

Deze aanpassingen leiden tot de antenne voorgesteld in figuur 3.28. De afmetingen bedragen

nu: 5,65cm (Y-as), 1,4cm (X-as) en 1,5cm (Z-as), wat een heuse beperking is in vergelijking

met het bekomen ontwerp uit paragraaf 3.2.5. De resultaten van deze antenne, voorgesteld

in figuur 3.29(a), tonen aan dat deze antenne een reflectiecoefficient lager dan -10dB heeft in

het interval [2473,2696]MHz. Dit interval omvat de ISM-band niet, maar dit is de bedoeling.

Zoals reeds vermeldt in paragraaf 3.1.2, is het niet mogelijk om in 4NEC2 een dielektricum

toe te voegen: 4NEC2 veronderstelt dat εr overal gelijk is aan 1. In realiteit wordt er gebruik

gemaakt van het Emerson&Cuming substraat met εr=1.08, zodat de frequentieband lager zal

liggen. Indien de gesimuleerde band 8% verlaagt wordt, levert dit [2289, 2496]MHz op, wat

de ISM-band wel omvat.


Figuur 3.27: Reflectiecoefficient voor de breedbandige draadantenne opgebouwd uit veelhoeken.

De gesimuleerde bandbreedte bedraagt 223MHz. Deze breedbandigheid is opnieuw het gevolg

van het verloop van reactantie, die in een beperkt interval dicht bij nul blijft schommelen. De

scherpe piek in de curve van de reflectiecoefficient is het gevolg van de aanpassing van zowel

weerstand als reactantie, maar zoals op de figuur te zien is loopt de weerstand onmiddellijk

weg van de aanpassing aan 50Ω.

Het stralingspatroon van dit ontwerp is, net als alle andere ontworpen draadantennes, maxi-

maal in de richting volgens de Z-as: de winst in deze richting bedraagt 9dB en de 3dB-

bundelbreedte is 84o in het XZ vlak (φ=0o) en 60o in het YZ vlak (φ=90o) (figuur 3.30). De

uitstraling volgens het XY-vlak is omnidirectioneel.

Verdere afhandeling

De structuren zijn ontwikkeld en getest in 4NEC2. Om van dit ontwerp een antenne in de prak-

tijk te maken, moeten er eerst gepaste maskers aangemaakt worden. Dit vereist de aanmaak

van Gerber bestanden, waaruit dan de masker ontwikkeld worden. Deze patroondefinities

kunnen aangemaakt worden in ADS Momentum door de opengevouwde antennestructuur te

tekenen, samen met geschikte aligneringstekens.

In een later stadium worden nog enkele aanpassingen aangebracht, om de problemen die bij


Figuur 3.28: Breedbandige draadantenne opgebouwd op het Emerson&Cuming substaat.

het testen opdoken te bekampen. De belangrijkste aanpassingen betreffen het stuk waar de

voeding gebeurt. Dit wordt iets langer en geleidelijk aan breder gemaakt, zodat het solderen

veel gemakkelijker lukt.


Figuur 3.29: Reflectiecoefficient voor de draadantenne op het Emerson&Cuming substaat.

Figuur 3.30: Stralingspatroon voor de draadantenne op het Emerson&Cuming substaat: (a) in het

XZ vlak; (b) in het YZ vlak.


3.2.6 Foutenanalyse

De bekomen antennestructuren functioneren goed bij de opgegeven parameterwaarden. Maar

wat gebeurt er als deze waarden door een onnauwkeurigheid bij de fabricage lichtjes afwijken?

Deze afwijkingen kunnen veroorzaakt worden bij het produceren van de flexen of bij het

vouwen van de antenne. In het eerste geval is de nauwkeurigheid van de productie groot,

dus enkel minimale afwijkingen in de geometrische structuur zijn mogelijk. In het tweede

geval ligt de geometrie van het geheel al vast, maar zorgt de manuele uitlijning voor fouten.

Omdat dit op het zicht gebeurt, weliswaar geholpen door aligneringstekens, is deze afwijking

aanzienlijker. Deze fouten zullen tesamen besproken worden voor de twee grote denkpistes,

enerzijds de apertuurantennes met een patchstructuur en anderzijds de draadantennes. De

bespreking is kort en zonder figuren van simulatieresultaten en dient enkel om de lezer een

inzicht te geven of de manier en de nauwkeurigheid van fabriceren veel invloed kan hebben.

Apertuurantennes

Omdat er heel wat verschillende varianten van de apertuurantennes ontworpen zijn en de

resultaten van deze analyse analoog zijn voor alle varianten, zal hier maar voor een soort het

onderzoek belicht worden. De onderzochte antenne is de CPW gevoede apertuur gekoppel-

de antennes op basis van het Arlon Foamclad substraat, waarvan de simulatieresultaten in

paragraaf 3.2.2 beschreven staan.

De parameters die veel belang hebben in het ontwerp, zoals Lp, La, Wa, Lstub zijn groot ten

opzichte van de mogelijke fouten bij het fabriceren van de flexstructuren. Aanpassing van

deze parameters met 100µm, wat eigenlijk al een enorme overschatting is van de mogelijke

fout, levert dan ook maar een verschuiving op van enkele MHz ten opzichte van de beginsitu-

atie. Andere parameters die wel klein in afmeting zijn, zoals Lstubfree, ondervinden dan weer

weinig invloed van een afwijking op hun waarde. De meeste invloed heeft de breedte van de

scheidingsbaan in de CPW-voeding (WCPW2), al zal een beperkte fout (in de orde van een

tiental µm) ook hier een kleine afwijking opleveren.

Afwijkende waarden voor de dikte, de verliestangens en de permittiviteit van zowel het sub-

straat als van de lijm/flex hebben invloed op het resultaat. Bij de lijm/flex zijn de exacte

waarden van tanδ en εr niet gekend zijn, kan dit leiden tot totaal foute resultaten? Het


antwoord is gelukkig nee, deze lagen zijn erg dun, zodat hun invloed heel beperkt is.

Het substraat is in vergelijking met de lijm en de flex wel dik genoeg om invloedrijk te zijn.

Indien de dikte met 1% verhoogd respectievelijk verlaagd wordt, levert dit betere respectie-

velijk mindere resultaten op. Dit resultaat volgt rechtstreeks uit 2.1.1: een dikker substraat

straalt beter uit. Indien εr ingesteld wordt op 1.11 in plaats van 1.10 verschuift de reso-

nantiepiek (en ook de resonantieband) naar een lagere frequentie. De -10dB band ligt nu

tussen [2338,2527]MHz in plaats van [2346,2536]MHz. Uiteraard levert een verlaging van εr

een verschuiving in de andere richting op. Dit zijn opnieuw erg logische en te verwachten

resultaten, gelet op (2.1). Tot slot wordt de tanδ aangepast. De invloed is heel beperkt:

slechts bij verdubbeling/halvering van de waarde verbreedt/versmalt de -10dB band enkele

MHz, de centrale frequentie blijft gelijk en de piek ligt verwaarloosbaar dieper/minder diep.

De manuele verwerking van losse flexen tot antennestructuur levert fouten op met betrekking

tot het positioneren van de verschillende delen van de antenne. Zoals bij de analyse van de

CPW-antenne op het Emerson&Cuming substraat is gebleken (zie paragraaf 3.2.4), zorgt een

afwijking van de positie voor meer/minder koppeling, al naar gelang de richting in de welke de

afwijking gebeurt. Hierdoor is het belangrijk dat deze alignering correct gebeurt. De oplossing

hiervoor bestaat erin voldoende aligneringstekens aan het ontwerp toe te voegen, waardoor

deze fouten beperkt worden. Een voorbeeld van deze tekens, zoals ze aan het antennevlak

toegevoegd zijn, is gegeven in figuur 3.31.

Draadantennes

Ook bij de draadantennes geldt dat de nauwkeurigheid van de fabricage van de flexen geen

probleem oplevert. Een afwijking van 100µm leidt hoogstens tot een lichte verschuiving van

de reflectiecoefficient en/of tot een lichte daling van de bandbreedte. De fouten ten gevolge

van de alignering vallen ook nog mee. Een uitlijnfout van 1mm in de X of de Y richting heeft

maar een invloed van enkele MHz. Toch wordt er met de nodige omzichtigheid omgesprongen

bij de fabricage van deze antenne en aan het ontwerp van de masker zijn dan ook voldoende

aligneringstekens toegevoegd.

De parameters van het substraat, zoals de verliestangens en de permittiviteit kunnen niet

onderzocht worden op hun invloed, doordat 4NEC2 dit niet toelaat. Uiteraard kan de dikte


Figuur 3.31: Aligneringstekens in het antennevlak.

wel aangepast worden in de simulatie. Omdat de dikte rechtstreeks inspeelt op de totale lengte

van de draadantenne, zal deze parameter de resonantieband en de aanpassing beınvloeden. Bij

kleine variaties (100µm) blijven de gevolgen echter beperkt tot een verschuiving van 10MHz.

Hoofdstuk 4

Fabricage

4.1 Duroid

De CPW structuren op het Duroid substraat worden ontwikkeld door de Intec design groep

onder leiding van Prof. dr. ir. Jan Vandewege. De fabricage van de structuren kan eenvoudig

gebeuren door het overtollige koper weg te frezen. De pitch van dit toestel bepaalt de minimale

afmetingen in het ontwerp. In dit ontwerp is de minimale breedte van een weggefreesd baantje

250µm, wat geen problemen oplevert.

De resulterende antennes staan in figuur 4.1:

4.2 Emerson&Cuming Eccostock SH

De verwerking van de antennestructuren op het Emerson&Cuming Eccostock SH substraat

gebeurt in de Cleanroom door de ELIS-TFCG groep. De fabricage van de gewenste antenne

met dit substraat verloopt in twee grote stappen.

• aanbrengen van de antennestructuur op de flexen

• van flex naar antenne

Deze stappen zullen nu verder toegelicht worden.

69

HOOFDSTUK 4. FABRICAGE 70

Figuur 4.1: Boven- en onderzijde van de gefabriceerde Duroid antenne.

4.2.1 Aanbrengen van de antennestructuur op de flexen

Het definieren van de gepaste antennestructuur op de flexen is een standaard proces. Dit

proces is als volgt:

De eerste stap is het verlijmen van de flexen op een keramieken plaatje. Deze stap zorgt ervoor

dat de flex beter te verwerken is en dat ze niet opkrult bij de latere stappen. Vervolgens wordt

er een micro-ets gedaan. Dit zorgt ervoor dat er later nauwkeuriger gewerkt kan worden. In

onze ontwerpen is de micro-ets niet strikt noodzakelijk, omdat de minimale pitch voldoende

groot is. Voor de zekerheid wordt toch een micro-ets gedaan. Het geheel is nu klaar voor

de standaard lithografie. Eerst wordt resist bovenop de flex gesponnen (3500 toeren/min,

1 minuut), waarna het geheel wordt nagebakken op de hot plate (2 minuten op 90C). Nu

volgt de belichtingsfase. Boven de folie wordt het masker met de antennestructuur geplaatst,

waarna het geheel met UV belicht wordt (gedurende 15 tot 17 seconden). Sommige delen van

de flex zijn nu belicht en andere delen, afgeschermd door het masker, zijn niet belicht. Het

geheel wordt in een basische oplossing (KOH) geplaatst waarbij de belichte delen ontwikkeld


worden (= verwijderd worden). De structuur wordt nagebakken in een oven (30 minuten op

120C). Hierna volgt het etsen en tot slot wordt een NiAu laag bovenop het geheel geplaatst,

wat het oxideren van het koper tegengaat en het solderen eenvoudiger maakt.

4.2.2 Van flex naar antenne

De uiteindelijke structuur van de antenne is opgebouwd op basis van een onderzijde uit flex,

tussenin de spacer (het substraat) en dan aan de bovenzijde terug een flexlaag. Bij het ontwerp

van de draadantenne komt hier nog een tweede niveau boven. Bij beide soorten ontwerpen is

het dus de bedoeling de flex rond het substraat te vouwen en alle onderdelen aan elkaar te

verlijmen. De beginsituatie is dus zoals voorgesteld op figuur 4.2 en het uiteindelijke resultaat

is te zien in figuur 4.3. Indien het niet mogelijk is de antenne binnen de maximale afmetingen

van de flex te ontwerpen, dit is 10cm op 10cm, kan bij de antennestructuren met een patch, het

grondvlak met eventueel de CPW aansturing op een afzonderlijke flex geproduceerd worden.

Bij de draadantennes kan enkel het grondvlak op een aparte flex gemaakt worden, de rest van

de structuur moet op dezelfde flex gefabriceerd worden, omdat er een doorverbinding moet

zijn tussen de verschillende lagen. Bovendien verdient de fabricage iets meer aandacht, de

extra problemen zullen in een aparte paragraaf besproken worden.

Figuur 4.2: We beschikken over twee losse delen: de flexstructuur en een substraat.

Een eerste stap in dit verwerkingsproces is het versnijden van het substraat in de gewenste

grootte. De afmetingen kunnen hier nog wat groter genomen worden, dit is handiger bij

het verdere verloop, met name bij de verlijming. Het snijden gebeurt buiten de cleanroom,

omdat het substraat te bros is: bij deze stap komt er heel wat materiaal los. Het snijden

gebeurt bij voorkeur met een simpel breekmes, een snijmachine levert een te grote druk op

het substraat, waardoor de kans op breken vergroot. Uiteraard worden de randen zo recht

mogelijk afgesneden.


Figuur 4.3: De flexlaag, bestaande uit koper+polyimide wordt rond het substraat heen gevouwen en

verlijmd.

Vervolgens wordt een kant van de dubbelzijde lijmlaag op een zijde van het substraat gekleefd.

In plaats van op het substraat kan de lijmlaag ook eerst op de flex geplaatst worden. De

eerste methode is echter handiger, zeker als bij het versnijden het substraat, dit iets te groot

afgesneden is. Er is nu een stuk substraat over zonder lijm erop zodat dit gemakkelijk kan

vasthouden worden. Vervolgens wordt ook de bovenste beschermlaag van onze lijm verwijderd.

Nu ligt de lijm bloot en kan flex op het substraat geplakt worden. De aligneringstekens in het

antenneontwerp bewijzen hun nut bij het uitlijnen van de flex. Het verdient wel de voorkeur

deze aligneerkruisen voldoende groot te nemen, omdat dit een nauwkeurigere positionering

toelaat bij het handmatig plakken. Deze verlijmstap moet met de nodige omzichtigheid

gebeuren: de adhesive is sterk en bijgevolg moet de plaatsing van de flex van de eerste maal

juist zijn, lostrekken is wel mogelijk maar dan blijft de lijm deels achter op de flex en deels

op het substraat, waardoor een homogeen resultaat niet meer mogelijk is. Als de flex correct

geplaatst is, wordt het geheel nog eens goed aangedrukt, zeker aan de zijkanten om opkrulling


tegen te gaan.

De andere kant wordt op dezelfde manier verwerkt. Ook hier wordt eerst de lijm op het

substraat gekleefd, waarna in de volgende stap de flex gekleefd wordt. Indien de afmetingen

het toelaten wordt deze flex wordt niet in twee stukken versneden, maar gewoon rond het

substraat gevouwen. De flexibiliteit is groot maar niet oneindig, er moet dus altijd rekening

gehouden worden met een zekere kromming. In het ontwerp van de antenne moet hiermee

natuurlijk rekening gehouden worden. Heeft het grondvlak echter een te grote dimensie, dan

worden er twee flexen gebruikt en dan is het bij de CPW antenne mogelijk om het antennevlak

met de koperzijde op het substraat te kleven, waardoor deze niet kortgesloten kan worden

door andere voorwerpen. In principe kan ook de flex met het grondvlak zo gekleefd worden,

maar dan moet de connector eerst op de losse flex gesoldeerd worden en moeten er enkele

uitsparingen aangebracht worden in het substraat waarin de pootjes van de connector passen.

Het omgekeerde grondvlak is niet zo handig aan te brengen en is niet toegepast in de praktijk.

De voorgaande verwerkingsstappen beeindigen het lijmproces.

Het overtollige substraat kan nu ook verwijderd worden, simpelweg door dit opnieuw weg te

snijden. Vervolgens wordt een SMA-connector gesoldeerd op de structuur en kan het uitmeten

beginnen.

Draadantenne

Het grote verschil met de patch antennes is niet enkel het aantal lagen, maar ook en vooral

dat de draadstructuur doorloopt van een zekere laag naar de volgende laag. Hierdoor komt

het koperbaantje in de bocht van de flex te liggen. Door de geringe dikte van de koperlaag

(9µm), is dit zeer kwetsbaar. Indien de bocht te scherp gemaakt wordt of als er teveel druk

gezet wordt bij het solderen, breekt het koperbaantje, waardoor de antenne stuk is.

Het resultaat

Van het resultaat van de fabricage zijn enkele foto’s gemaakt, die in figuren 4.4 (a), (b), (c)

en (d) staan.


(a) (b)

(c) (d)

Figuur 4.4: Gerealiseerde antennes: (a) bovenaanzicht CPW antenne, (b) grondvlak/voeding CPW

antenne, (c) bovenaanzicht draadantenne, (d) vergelijking CPW en draadantenne.

Hoofdstuk 5

Meetresultaten

5.1 Metingen en meetmethode

Op de bekomen antennestructuren worden enkele metingen uitgevoerd.

• reflectiemeting:

Allereerst wordt de antenne aangesloten op de netwerkanalyser, waardoor de reflectie-

coefficient, dus S11, wordt gemeten.

• transmissiemeting:

Vervolgens worden twee antennes van hetzelfde type opgehangen in de anechoısche ka-

mer en met deze opstelling wordt een transmissiemeting uitgevoerd. Dit levert de S21

van de opstelling op, waaruit de winst van de antenne kan afgeleid worden via de trans-

missievergelijking van Friis.

• stralingspatroon:

Tot slot wordt het stralingspatroon uitgemeten. Hiervoor wordt een te meten antenne

(AUT) in de anechoısche kamer geplaatst samen met een lineair gepolariseerde hoorn-

antenne met gekende winst (Standard Gain Hornantenna, SGA). De uitmeting wordt

uitgevoerd door de AUT te draaien in de θ-richting over 360o in het YZ-vlak. Dit wordt

herhaald met een SGA die 90o is gedraaid ten opzichte van de vorige meting: dit resul-

teert in de meting bij de loodrechte polarisatie (groene curve op de uitstralingsfiguren

i.t.t. rode curve bij startstand van de SGA). Het geheel wordt nog eens uitgemeten met

de AUT gedraaid over 90o in de φ-richting: dit komt eigenlijk neer op een draaiing van

75

HOOFDSTUK 5. MEETRESULTATEN 76

θ′in het XZ-vlak. De orientatie van θ, θ

′en φ staan in figuur 5.1 getekend.

Figuur 5.1: Meetprocedure: draaihoeken.

5.1.1 Bepaling van de winst

Om de winst van de antenne te bepalen wordt gebruik gemaakt van de twee-antenne-methode.

Deze werkwijze veronderstelt dat de twee antennes identiek in opbouw zijn met een goede

stabiliteit ten opzichte van lichte parameterafwijkingen, zodat ze een identieke performantie

hebben en dus een zelfde winst en uitstraling hebben. Omdat deze methode wordt gebruikt,

worden deze veronderstelling voor de te meten antennes aangenomen, alhoewel de S11 metin-

gen lichte variaties zullen aantonen tussen de onderlinge antennes.

De start voor deze methode is de transmissievergelijking van Friis (uit [19]):


Pr

Pt,max= MrGrL

−10,rtQrtGtMt (5.1)

waarbij

Pr het ontvangen vermogen (W) is,

Pt,max het maximaal beschikbare vermogen aan de zendantenne (W) is,

Mr de mismatch factor van de ontvangstantenne is,

Mt de mismatch factor van de zendantenne is,

Gr de vermogenwinst van de ontvangstantenne is,

Gt de vermogenwinst van de zendantenne is,

Qrt de polarisatiefactor is, afhankelijk van de relatieve positie en orientatie van de antennes,

L0,rt(R) het padverlies is.

Het padverlies hangt af van het transmissiemedium en van de relatieve afstand tussen de

antennes. In de vrije ruimte (εr=1) en bij afwezigheid van obstakels leidt dit tot:

L0,rt(R) =(

4πR

λ

)2

(5.2)

De mismatch factor van een antenne valt te berekenen uit de S11 meetwaarden via

M = 1− |S211|. (5.3)

Met de veronderstelling van twee identieke antennes, kan de Friis vergelijking vereenvoudigd

worden omdat de winst en de mismatch factoren van zender en ontvanger gelijk zijn. Boven-

dien worden de verliezen ten gevolge van polarisatiefactor verwaarloosd (Qrt=1) en wordt de

vergelijking geschreven in een logaritmische vorm. Dit leidt tot:

(G)dB =

(20 log

(√Pr

Pt,max

))− 20 log

(λ

4πR

)− 20 log

(1− |S2

11|)

2. (5.4)

Deze vergelijking wordt als basis gebruikt in de volgende secties om de antennewinsten te

berekenen over de frequentieband [2.000,3.000]GHz. Hiervoor wordt een S21 meting uitgevoerd

over die frequentieband voor de te karakteriseren antenne. Uit deze S21 meetwaarde wordt de

S21 waarde van de antenne afgeleid door rekening te houden met de invloed van de opstelling:


S21(antenne)dB = S21(meting)dB − S21(doorverbinding)dB + S21(kabel)dB (5.5)

Het kwadraat van S21 van de antenne leidt dan tot de vermogensverhouding uit vergelijking

(5.4) en bijgevolg tot

(G)dB =12

[S21(meting)dB − S21(doorverbinding)dB + S21(kabel)dB

−(

λ

4πR

)dB

−(1− |S2

11|)dB

](5.6)

5.2 CPW antenne - Duroid

De reflectiecoefficient van de CPW antenne gefabriceerd op het Rogers RT/Duroid 5870 volgt

bijna perfect de gesimuleerde curve, zoals getoond in figuur 5.2. De frequentiebanden waar

de S11 van de antennes onder de -10dB grens liggen, verschillen dan ook nauwelijks: bij

de gesimuleerde antennes (’simulatie’) loopt deze band van 2417MHz tot 2466MHz, bij het

eerste protoype van 2422MHz tot 2470MHz en bij de tweede gemeten antenne (prototype2)

van 2415MHz tot 2462MHz. Deze nauwkeurigheid hoeft geen verwondering te wekken: alle

materiaalparameters zijn gekend op het moment van de simulaties en de fabricage verloopt

nauwkeurig genoeg, bovendien is de antenne redelijk stabiel bij afwijkende afmetingen (zie

paragraaf 3.2.6).

De winstcurve wordt berekend aan de hand van formule (5.6). Het bekomen resultaat geeft

aan dat de antenne een hoge winstfactor heeft, namelijk 9.8dB bij de resonantiefrequentie en

dus een goede uitstraling vertoont. Deze waarde is merkelijk hoger dan aangegeven door de

simulaties. Figuur 3.11 toont immers een verwachte winst van 7dB.

De antenne zendt een sterk lineair gepolariseerd signaal uit: het verschil in uitstraling tussen

twee loodrechte polarisaties bedraagt 19dB. Dit is te zien op figuur 5.4(a). Indien de meting

gebeurt in het XZ-vlak is het verschil zelfs 28dB. De 3dB-bundelbreedte van het uitgestraalde

veld bedraagt 60o in het XZ-vlak en 74o in het YZ-vlak, waardoor deze antenne een zekere

foute afstelling toelaat zonder al te veel verlies. De back radiation blijft beperkt tot 12dB

onder het niveau van de voorwaartse uitstraling. De uitstraling naar de achterzijde is groter


Figuur 5.2: Reflectiecoefficient voor de cpw antenne op het Duroid substraat.

dan de simulaties aangeven (figuur 3.11): ADS Momentum rekent met een oneindig groot

grondvlak, wat achterwaartse straling uitsluit.

5.3 CPW antenne - Eccostock SH

De metingen van de reflectiecoefficient van de CPW antenne gefabriceerd aan de hand van

flexstructuren gelijmd op het Emerson&Cuming Eccostock SH substraat, zullen opgesplitst

worden in twee delen, afhankelijk van de grote van het grondvlak.

5.3.1 Grondvlak Lgr=86mm op Wgr=78mm

In een eerste meting wordt gewerkt met een grondvlak met afmetingen 86mm bij 78mm.

De gemeten curves verschillen weinig qua vorm van de gesimuleerde curve, al is de resonan-

tiefrequentie, en daarmee ook de resonantieband verschoven naar lagere frequentiewaarden

ten opzichte van de simulatieresultaten. Bij de gesimuleerde antennes loopt deze band van

2345MHz tot 2535MHz, dus een bandbreedte van 190MHz. Bij de eerste gemeten antenne

(prototype1) ligt de -10dB band van 2216MHz tot 2418MHz en bij de tweede gemeten antenne


Figuur 5.3: Antennewinst voor de cpw antenne op het Duroid substraat.

(prototype2) van 2251MHz tot 2462MHz (zie figuur 5.5). Bovendien is de bandbreedte van

de gemeten antennes iets groter, namelijk 212MHz resp. 211MHz. Deze frequentiebanden

omvatten de ISM band net niet: de ontwerpen kunnen simpelweg aangepast worden door de

lengte van de patch (Lp uit figuur 2.2) iets te verkleinen, wat een verschuiving naar hogere

frequentiewaarden tot gevolg heeft.

De antennewinst wordt opnieuw berekend uit formule 5.6. De winst bedraagt 7.353dB bij

2251MHz en stijgt gestaag tot 8.977dB bij 2462MHz. Ook deze antenne vertoont een goede

uitstraling. (zie figuur 5.6) De gesimuleerde winst bij 2.45GHz (=resonantiefrequentie bij

de simulaties) bedraagt 8.015dB (figuur 3.13), het bekomen resultaat ligt dus in de lijn der

verwachting.

Deze antennestructuur zendt een sterk lineair gepolariseerd signaal uit: het verschil in uit-

straling tussen twee loodrechte polarisaties bedraagt ongeveer 20dB (zie figuur 5.7. De 3dB-

bundelbreedte van het uitgestraalde veld bedraagt 81.4o in het XZ-vlak en 62o in het YZ-vlak:

deze antenne laat een redelijk foutieve uitlijning toe zonder al te veel verlies. De back radia-

tion blijft, net zoals de antenne ontworpen op het Duroid substraat, beperkt tot 12dB onder

het niveau van de voorwaartse uitstraling.


(a) (b)

Figuur 5.4: Uitstraling van de CPW antenne op het Duroid substraat: (a)XZ-vlak; (b)YZ-vlak.

5.3.2 Grondvlak Lgr=73mm op Wgr=44mm

Als het grondvlak klein wordt gefabriceerd, dan treedt er een interessant fenomeen op: de

S11 meting toont een enorme stijging van de bandbreedte! De gemeten antennes vertonen

een reflectiecoefficient lager dan -10dB in [2059,2569]MHz respectievelijk [2067,2500]MHz,

wat een bandbreedte betekent van 510MHz resp. 433MHz (zie figuur 5.8). Toch betekent

dit niet onmiddellijk een goed resultaat. De winstkarakteristiek (zie figuur 5.9) toont dat er

een veel beperktere uitstraling optreedt in dit frequentieinterval in vergelijking met dezelfde

antennestructuur met groter grondvlak.

De uitstraling van deze antenne vertoont geen gerichte bundel meer in het XZ-vlak met

richting θ=0o. De bekomen waarden tussen de twee verschillende polarisatiemetingen liggen

nu ook dichter bijeen. De lineaire polarisatie is dus minder zuiver. (zie figuur 5.10).

5.3.3 Invloed van de grootte van het grondvlak

Omdat een te klein grondvlak problemen oplevert, wordt nu onderzocht tot hoever dit grond-

vlak verkleind mag worden. Hiervoor wordt de S11 parameter van steeds dezelfde antenne

gemeten, waarbij het grondvlak van de antenne stapsgewijs verkleind wordt. Zoals figuur 5.11

duidelijk maakt, is de invloed beperkt in de eerste verkleinstappen. Als uiteindelijk resultaat


Figuur 5.5: Reflectiecoefficient voor de CPW antenne op het Emerson&Cuming substraat met een

groot grondvlak.

volgt dat het grondvlak ongeveer een centimeter rond de antennepatch moet lopen: minder

zorgt voor sterke neveneffecten. Ofwel is de bandbreedte minder groot: dit effect treedt op bij

te korte grondvlakken. Ofwel neemt de bandbreedte schijnbaar toe, door resonantie-effecten

op het grondvlak, waardoor dit als antenne begint te werken

5.3.4 Verkleinen van de lengte van de patch

De gerealiseerde antenne straalt uit bij te lage frequenties. De eenvoudigste manier om dit

te bekampen is de lengte van de patch te verkleinen, waardoor de resonantie bij een hogere

frequentie zal plaatsvinden. De patch wordt 1mm (tot 46mm) ingekort en dit levert de

reflectiecoefficıent uit figuur 5.12 op. De ISM-band wordt nu wel gehaald door beide antennes:

de -10dB banden liggen respectievelijk bij [2296,2540]MHz en [2248,2503]MHz, dit leidt tot

een bandbreedte van 244MHz resp 255MHz, een stijging ten opzicht van de gesimuleerde

bandbreedte (211MHz) ten gevolge van extra verliezen.


Figuur 5.6: Antennewinst voor de CPW antenne op het Emerson&Cuming substraat met een groot

grondvlak.

5.4 Draadantenne - Eccostock SH

De draadantenne wordt op een analoge methode gekarakteriseerd. De reflectiecoefficient wordt

uitgezet in figuur 5.13. Het valt onmiddelijk op dat de curves een zelfde verloop kennen als

de in 4NEC2 gesimuleerde curve. Zoals verwacht is er ook een frequentieverschuiving omdat

in de simulatie zonder substraat gewerkt is en dit in de realiteit uiteraard wel aanwezig is.

De verwachte verschuiving bedraagt 8%, dit is het verschil in permittiviteit en zou ervoor

moeten zorgen dat de frequentieband tussen 2289MHz en 2496MHz ligt. In de praktijk is

deze verschuiving groter en komt de band lager te liggen: draadantenne1: [2221,2419]MHz;

draadantenne2: [2233,2431]MHz; draadantenne3: [2250,2471]MHz. Hierdoor omvatten deze

antennes de ISM-band niet, maar de aanpassing kan simpelweg gebeuren door de totale lengte

van de draad iets te verkleinen, wat een frequentieverhoging tot gevolg heeft.

Het verloop van de winst (zie figuur 5.14) toont aan dat deze antennestructuur goed uitstraalt.

De winst bij de lage frequenties (2250MHz) is ongeveer 5dB, waarna een sterk stijging volgt

tot 8dB bij 2337MHz. De winst blijft dan een tijdje deze waarde aanhouden om dan geleidelijk


(a) (b)

Figuur 5.7: Uitstraling van de CPW antenne op het Emerson&Cuming substraat met een groot

grondvlak: (a)XZ-vlak; (b)YZ-vlak.

terug af te nemen tot 7.5dB op het einde van het resonantiegebied (2471MHz). In vergelijking

met de winst berekend in de simulaties (9dB) is er een lichte afname, namelijk door de verliezen

die de efficientie van de antenne doen dalen.

Dit soort antenne is minder zuiver lineair gepolariseerd: het verschil in uitstraling tussen twee

loodrechte polarisaties bedraagt ongeveer 7dB (zie figuur 5.15). De 3dB-bundelbreedte van

het uitgestraalde veld bedraagt 61.4o in het YZ vlak en 94.5o in het XZ vlak: ook deze antenne

laat een redelijk foutieve uitlijning toe zonder al te veel verlies. Deze resultaten komen goed

overeen met de gesimuleerde waarden: de bundelbreedte werd daar berekend op 60o in het

YZ vlak en 84o in het XZ vlak. (de assen staan in figuur 2.10 aangeduid) De back radiation

ligt lager dan bij de CPW antennes, het niveau ligt ongeveer 15dB lager dan de voorwaarste

uitstraling.

5.4.1 Invloed van de grootte van het grondvlak

Ook bij de draadantenne wordt het grondvlak verkleind. Een compacter ontwerp is immers te

verkiezen. Hiervoor wordt de S11 parameter van steeds dezelfde antenne gemeten, waarbij het

grondvlak van de antenne stapsgewijs verkleind wordt. De beginsituatie betreft een grondvlak


Figuur 5.8: Reflectiecoefficient voor de cpw antenne op het Emerson&Cuming substraat met een te

klein grondvlak.

van 100mm op 100mm. Zoals figuur 5.16 duidelijk maakt, wordt de impedantieaanpassing

geleidelijk aan iets minder goed, wat af te leiden is uit de minder diepe resonantiepieken.

Het is wel mogelijk het ontwerp te verkleinen tot een grondvlak van 70mm bij 30mm zonder

noemenswaardige verschillen in het resultaat. Ook het stralingspatroon is quasi identiek aan

het resultaat met het 10cm op 10cm grondvlak. Figuur 5.17 toont opnieuw dat de antenne

van 70mm op 30mm nog werkt zoals het hoort: de uitstraling verloopt analoog aan die bij

het grotere grondvlak. De afmetingen van het grondvlak kunnen bij dit grondvlak dus ruim

kleiner gemaakt worden in vergelijking met de CPW antenne. Dit heeft een rechtstreekse

invloed op de totale grootte van de antenne: dit verschil is duidelijk te merken in figuur

4.4(d).

5.4.2 Aanpassing aan de ISM band

De extra frequentieverschuiving zorgt ervoor dat de bekomen karakteristiek net niet de ISM

band omvatten. Dit kan verholpen worden door de structuur wat korter te maken. Een stukje

verwijderen aan het einde van de draad is echter niet de goede methode: de afstand tot de


Figuur 5.9: Antennewinst voor de cpw antenne op het Emerson&Cuming substraat met een te klein

grondvlak.

andere delen van de draad verandert dan, waardoor de inkorting niet het gewenste resultaat

oplevert, integendeel de frequentie daalt dan nog lichtjes. De beoogde stijging is toch makke-

lijk te realiseren. Hiervoor wordt de breedte van de antenne, dus de afstand in de Y-richting

(figuur 2.10), verkleind tot 12mm (in plaats van de eerder gebruikte 14mm). De simulatie

levert een veel hogere resonantieband op (figuur 5.18), die gezien de sterke frequentiedaling in

de praktijk tot de volledige bedekking van de ISM band leidt. De bekomen [2564,2800]MHz

zal met dezelfde percentuele daling leiden tot [2330,2545]MHz, een erg breedbandige antenne,

die aan de vereisten voldoet.


(a) (b)

Figuur 5.10: Uitstraling van de cpw antenne op het Emerson&Cuming substraat met een te klein


Figuur 5.11: Reflectiecoefficient bij steeds kleiner wordend grondvlak.


Figuur 5.12: Reflectiecoefficient bij aangepaste patch.

Figuur 5.13: Reflectiecoefficient voor de draadantenne met een groot grondvlak.


Figuur 5.14: Antennewinst voor de draadantenne op het Emerson&Cuming substraat met een groot

grondvlak.

(a) (b)

Figuur 5.15: Uitstraling van de draadantenne op het Emerson&Cuming substraat met een groot



Figuur 5.16: Reflectiecoefficient bij steeds kleiner wordend grondvlak.

(a) (b)

Figuur 5.17: Uitstraling van de draadantenne op het Emerson&Cuming substraat met een klein



Figuur 5.18: De resonantie gebeurt nu bij een hogere frequentie.

Hoofdstuk 6

Conclusies

In deze thesis is onderzoek verricht naar het gebruik van flexibele koperlagen om antenne-

structuren te ontwerpen. Deze flexibelel lagen bieden een eenvoudige en goedkope alternatieve

methode aan om antennes te produceren.

Het is gelukt om functionele antennestructuren te maken met de koperflexen. Twee gro-

te denkpistes zijn uitgedacht en toegepast. Enerzijds werden de antennestructuren met

een resonerende patch ontworpen en anderzijds de draadantennes. Beide ontwerpen worden

geımplementeerd aan de hand van de genoemde koperflexen gekleefd rond een spacerstructuur,

waarbij vooral de draadantennes de flexibiliteit van de flexen ten volle uitbuiten.

Het resultaat voor de patchantennes voldoet aan de uitstralingseis in de ISM-band en vertoont

een grote antennewinst. Dit ontwerp is onmiddellijk bruikbaar. De gerealiseerde draadanten-

nes stralen uit in een iets te lage frequentieband, maar een eenvoudige oplossing is aangetoond

in de simulaties. Wordt deze oplossing in de praktijk omgezet, dan zal dit eveneens een an-

tenne geschikt voor de ISM band opleveren, eveneens met een grote antennewinst en een

uitstalingspatroon met een grotere bundelbreedte.

Beide ontwerpspistes leiden ook tot antennes met verschillende afmetingen. De draadantennes

leveren goede resultaten op met een grootte van 70mm x 30mm x15mm, terwijl de patchanten-

nes 75mm x 60mm x 5mm in beslag nemen, beide afmetingen zijn inclusief de grondvlakken.

Dit verschil laat toe om de geschikte antenne te kiezen bij een specifieke toepassing.

Deze onderzoekspiste is nog niet afgesloten. De opbouw van een flexibele koperflex rond

92

HOOFDSTUK 6. CONCLUSIES 93

een flexibel substraat is nog niet onderzocht, bij ontbreken van een geschikt substraat. Deze

constructie is volledig flexibel en dit biedt ruime toepassingsgebieden in onder andere wireless

body area networks. Indien er dus gepast materiaal toegeleverd wordt, kan hier zeker een

innovatieve antenne mee gebouwd worden.

Bibliografie

[1] http://www.centurion.com/home/pdf/centurion-designguide 043002.pdf. Design guide

for bluetooth antenna systems, 2000.

[2] Anneleen Tronquo. Ontwerp van wearable antennes uit textielmaterialen. Master’s thesis,

Universiteit Gent, 2006.

[3] E.O. Hammersted and O. Jensen. Accurate models for microstrip computer-aided design.

Digest IEEE MIT-S Internat. Microwave Symposium, pages 407–409, 1980.

[4] E. O. Hammarstad. Equations for microstrip circuit design. Fifth European Microwave

Conf., pages 268–272, September 1975.

[5] M. E. Yazidi, M. Himdi, and J. Daniel. Transmission line analysis of nonlinear slot

coupled microstrip antenna. Electronics Letters, 25:1406–1409, July 1992.

[6] K.C. Gupta and et al. Microstrip Lines and Slotlines. Artech House, Inc., Norwood, MA

02062, 1996.

[7] M. Himdi, J.P. Daniel, and C. Terret. Transmission line analysis of nonlinear slot coupled

microstrip antenna. Electron. Lett., 25:1229–1230, 1989.

[8] Ramesh Garg, Prakash Bhartia, Inder Bahl, and Apisak Ittipiboon. Microstrip Antenna

Design Handbook. Artech House, Inc., Norwood, MA 02062, 2001.

[9] David M. Pozar. A reciprocity method of analyssi for printed slot and slotcoupled mir-

corstip antennas. IEEE Transactions on Antennas and Propagation, 34(12):1439–1446,

December 1986.

94

BIBLIOGRAFIE 95

[10] P.L. Sullivan and D.H. Schaubert. Analysis of an aperture-coupled microstrip antenna.

IEEE Transactions on Antennas and Propagation, 34(8):977–984, August 1986.

[11] Alexander Kuchar. Aperture-coupled microstrip patch antenna array. Master’s thesis,

Technische Universitat Wien, 1996.

[12] L. Giauffret, J.M. Laheurte, and A. Papiernik. Coplanar-waveguide aperture-coupled

microstrip patch antenna. Electronics Letters, 31(25):2139–2140, 1995.

[13] R.Q. Lee and R.N. Simons. Coplanar-waveguide aperture-coupled microstrip patch an-

tenna. IEEE Microwave and Guided Wave Letters, 2(4):138–139, 1992.

[14] Constantine A. Balanis. Antenna Theory: Analysis and Design, pages 505–514. John

Wiley & Sons Inc, 1996.

[15] Edward E. Altshuler and Derek S.Linden. An ultrawide-band impedance-loaded genetic

antenna. IEEE Transactions on Antennas and Propagation, 52(11):3147–3150, November

2004.

[16] Sembiam R. Rengarajan and Y. Rahmat-Samii. On the cross-polarization characteristics

of crooked wire antennas designed by genetic-algorithms. In IEEE Antennas and Pro-

pagation Society International Symposium, volume 1, pages 706–709, San Antonio, TX,

June 16-21 2002.

[17] Davy Pispoort. Genetisch geoptimaliseerde antenne voor de detectie van anti-personeels

landmijnen. Master’s thesis, Universiteit Gent, 2001.

[18] Martin Leung. Microstrip Antenna Design Using Mstrip40.

[19] Hendrik Rogier. Antennas and propagation, Academiejaar 2004-2005.

Lijst van figuren

1.1 inverted-F antenne . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4

2.1 Een apertuurantenne bestaat uit drie niveaus. Bovenaan ligt de patch, onder-

aan de voedingsstrip en ertussen het grondvlak met een slot erin. . . . . . . 8

2.2 (a) Zijaanzicht van de antennestructuur. (b) Bovenaanzicht van de apertuur-

antenne. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

2.3 Equivalente voorstelling van een microstrip gevoede apertuur gekoppelde an-

tenne. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12

2.4 De equivalente voorstelling van een microstrip gevoede apertuur gekoppelde

antenne . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13

2.5 Dwarsdoorsnede van een coplanaire golfgeleider . . . . . . . . . . . . . . . . 16

2.6 Een CPW antenne bestaat twee niveaus. Bovenaan ligt de patch, onderaan

liggen de voedingsstrip en de slot op hetzelfde niveau. . . . . . . . . . . . . . 17

2.7 Bovenaanzicht van de CPW antenne. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18

2.8 een helix antenne met grondvlak en coax voeding . . . . . . . . . . . . . . . 21

2.9 voorbeeld van een crooked wire antenne . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

2.10 hier loopt de draadantenne over drie niveaus. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24

2.11 Het substraat van Arlon bestaat uit een foamlaag aan een of twee kanten

omgeven door een koper-polymeerfilm . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

2.12 de eigenlijke antennestructuur komt op een flexibele koper-polyimide laag van

25µm dikte. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27

3.1 De aansturing van de CPW voeding in het schematic venster. . . . . . . . . 31

96

LIJST VAN FIGUREN 97

3.2 Bepalen van de koppelfactor a.h.v. de Smithkaart:(a) te weinig, (b) ideaal, (c)

te veel . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34

3.3 Reflectiecoefficient van de microstip gevoede apertuur gekoppelde antenne op

het Arlon substraat. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36

3.4 Polarisatie, velden en winst bij de microstrip gevoede apertuur antenne. . . . 37

3.5 Stroomprofiel op de antenne. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

3.6 Reflectiecoefficieent van de CPW gevoede antenne op het Arlon substraat met

de startwaarden. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

3.7 Reflectiecoefficient van de CPW gevoede antenne op het flex-lijm-Arlon sub-

straat. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

3.8 Polarisatie, velden en winst van de CPW gevoede antenne op het flex-lijm-

Arlon substraat. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

3.9 De CPW antenne op Duroid substraat vereist een versmalling van de voedings-

structuur. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

3.10 Reflectiecoefficient van de CPW gevoede apertuur gekoppelde antenne op het

Duroid substraat. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45

3.11 Polarisatie, velden en winst bij de CPW gevoede antenne op het Duroid sub-

straat. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46

3.12 Reflectiecoefficient voor de CPW antenne op het Emerson&Cuming Eccostock

SH substraat met centrale apertuur. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48

3.13 Reflectiecoefficient van de CPW gevoede antenne met verschoven apertuur. . 49

3.14 Polarisatie, velden en winst van de CPW gevoede antenne met verschoven

apertuur. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50

3.15 Draadantenne opgebouwd uit cirkels. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52

3.16 Resultaat van draadantenne opgebouwd uit cirkels: reflectiecoefficient en im-

pedantieaanpassing. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53

3.17 Stralingspatroon in het verre veld van de draadantenne met cirkels. . . . . . 54

3.18 Draadantenne opgebouwd uit ellipsen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55

3.19 Resultaat van draadantenne opgebouwd uit cirkels: reflectiecoefficient en im-

pedantieaanpassing. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55

3.20 Draadantenne opgebouwd uit ruiten van verschillende grootte. . . . . . . . . 56


3.21 Reflectiecoefficient en impedantieaanpassing van de draadantenne met ruiten. 57

3.22 Stralingspatroon van de draadantenne met ruiten. . . . . . . . . . . . . . . . 58

3.23 Draadantenne opgebouwd uit trapezia. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59

3.24 Draadantenne opgebouwd uit veelhoeken. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60

3.25 Reflectiecoefficient van de draadantenne opgebouwd uit veelhoeken. . . . . . 61

3.26 Breedbandige draadantenne opgebouwd uit veelhoeken op het Arlon substraat. 62

3.27 Reflectiecoefficient voor de breedbandige draadantenne opgebouwd uit veelhoe-

ken. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 63

3.28 Breedbandige draadantenne opgebouwd op het Emerson&Cuming substaat. 64

3.29 Reflectiecoefficient voor de draadantenne op het Emerson&Cuming substaat. 65

3.30 Stralingspatroon voor de draadantenne op het Emerson&Cuming substaat: (a)

in het XZ vlak; (b) in het YZ vlak. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 65

3.31 Aligneringstekens in het antennevlak. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 68

4.1 Boven- en onderzijde van de gefabriceerde Duroid antenne. . . . . . . . . . . 70

4.2 We beschikken over twee losse delen: de flexstructuur en een substraat. . . . 71

4.3 De flexlaag, bestaande uit koper+polyimide wordt rond het substraat heen

gevouwen en verlijmd. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72

4.4 Gerealiseerde antennes: (a) bovenaanzicht CPW antenne, (b) grondvlak/voe-

ding CPW antenne, (c) bovenaanzicht draadantenne, (d) vergelijking CPW en

draadantenne. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 74

5.1 Meetprocedure: draaihoeken. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 76

5.2 Reflectiecoefficient voor de cpw antenne op het Duroid substraat. . . . . . . 79

5.3 Antennewinst voor de cpw antenne op het Duroid substraat. . . . . . . . . . 80

5.4 Uitstraling van de CPW antenne op het Duroid substraat: (a)XZ-vlak; (b)YZ-

vlak. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 81

5.5 Reflectiecoefficient voor de CPW antenne op het Emerson&Cuming substraat

met een groot grondvlak. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 82

5.6 Antennewinst voor de CPW antenne op het Emerson&Cuming substraat met

een groot grondvlak. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 83


5.7 Uitstraling van de CPW antenne op het Emerson&Cuming substraat met een

groot grondvlak: (a)XZ-vlak; (b)YZ-vlak. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 84

5.8 Reflectiecoefficient voor de cpw antenne op het Emerson&Cuming substraat

met een te klein grondvlak. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 85

5.9 Antennewinst voor de cpw antenne op het Emerson&Cuming substraat met

een te klein grondvlak. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 86

5.10 Uitstraling van de cpw antenne op het Emerson&Cuming substraat met een te

klein grondvlak: (a)XZ-vlak; (b)YZ-vlak. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 87

5.11 Reflectiecoefficient bij steeds kleiner wordend grondvlak. . . . . . . . . . . . 87

5.12 Reflectiecoefficient bij aangepaste patch. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 88

5.13 Reflectiecoefficient voor de draadantenne met een groot grondvlak. . . . . . 88

5.14 Antennewinst voor de draadantenne op het Emerson&Cuming substraat met

een groot grondvlak. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 89

5.15 Uitstraling van de draadantenne op het Emerson&Cuming substraat met een

groot grondvlak: (a)XZ-vlak; (b)YZ-vlak. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 89

5.16 Reflectiecoefficient bij steeds kleiner wordend grondvlak. . . . . . . . . . . . 90

5.17 Uitstraling van de draadantenne op het Emerson&Cuming substraat met een

klein grondvlak: (a)XZ-vlak; (b)YZ-vlak. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 90

5.18 De resonantie gebeurt nu bij een hogere frequentie. . . . . . . . . . . . . . . 91

Lijst van tabellen

3.1 Optimale waarden voor microstip gevoede apertuur gekoppelde antenne op

Arlon substraat. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35

3.2 Startwaarden voor de CPW-gevoede apertuur gekoppelde antenne op Arlon

substraat. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

3.3 Optimale waarden voor de CPW gevoede apertuur gekoppelde antenne op Ar-

lon substraat. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

3.4 Optimale waarden voor de CPW gevoede apertuur gekoppelde antenne op het

flex-lijm-Arlon substraat. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

3.5 Optimale waarden voor CPW gevoede apertuur gekoppelde antenne op Duroid

substraat. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44

3.6 Optimale waarden voor de CPW gevoede apertuur gekoppelde antenne op

Emerson&Cuming substraat. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47

3.7 Optimale waarden voor de CPW gevoede antenne met verschoven apertuur. 49

100

Ontwerp van een planaire meerlagige antenne op een ﬂex ...

Documents

Transcript of Ontwerp van een planaire meerlagige antenne op een ﬂex ...