Bipolaire Cours - Impression - MASSON

Pascal MASSON Le transistor bipolaire-Cycle Initial Polytechnique-

Le transistor bipolaire

ÉÉcole Polytechnique Universitaire de Nice Sophiacole Polytechnique Universitaire de Nice Sophia--AntipolisAntipolisCycle Initial PolytechniqueCycle Initial Polytechnique

1645 route des Lucioles, 06410 BIOT1645 route des Lucioles, 06410 BIOT

Pascal MASSON

([email protected])

Edition 2008-2009


VI. Amplification en classe B

VII. Amplificateur opérationnel

Sommaire

I. Historique

II. Caractéristiques du transistor

III. Les fonctions logiques

IV. Amplification en classe A

V. Multivibrateur astable ABRAHAM BLOCH


I.1. Définition

I. Historique

Le transistor bipolaire est un composant électronique utilisé comme :

interrupteur commandé, amplificateur, stabilisateur de tension, modulateur

de signal …


I.2. Histoire du transistor

I. Historique

1947 : John BARDEEN et Walter BRATTAIN inventent le

transistor à contact (transistor) au laboratoire de physique

de la société BELL (USA). Cette découverte est annoncée en

juillet 1948.

Transistron 1948

1948 : Herbert MATARE et Heinrich WELKER inventent

(indépendamment de BELL) aussi le transistor à contact

en juin 1948 (en France). Ce transistor sera appelé le

Transistron pour le distinguer de celui de BELL.

Transistor à

contact 1948

1948 : en janvier William SHOCKLEY invente le

transistor à jonction (bipolaire) mais la technique de

fabrication ne sera maitrisée qu’en 1951Transistor à

jonction 1948


I. Historique

I.2. Histoire du transistor

Les transistors replacent les contacteurs

électromécaniques des centraux téléphoniques et

les tubes dans les calculateurs.

1953 : première application portative du

transistor entant que sonotone.

Sonotone

1010

1953 – calculateur

(93 transistors + 550 diodes)

1954 : première radio

à transistors.

Régency TR-1

(4 transistors)


I.3. Histoire des premiers circuits intégrés

I. Historique

1958 : Jack KILBY de Texas Instrument

présente le premier circuit (oscillateur)

entièrement intégré sur une plaque de semi-

conducteur.

1960 : production de la première

mémoire Flip Flop par la société

Fairchild Semiconductor.

1958 – premier circuit intégré

1960 – Flip Flop en circuit intégré

1965 : à partir du nombre de composants par circuit

intégré fabriqué depuis 1965, Gordon MOORE

(Fairchild Semiconductor) prédit que le nombre de

composants intégrés (par unité de surface) doublera

tous les 12 mois. Cette loi est toujours vraie !



II.1. Définition d’un transistor bipolaire

Le transistor bipolaire est créé en juxtaposant trois couches de semi-

conducteur dopés N+, P puis N pour le transistor NPN (courant dû à un flux

d’électrons) ou dopés P+, N puis P pour le transistor PNP (courant dû à un flux

de trous). Le niveau de dopage décroit d’un bout à l’autre de la structure.

Un faible courant de base, IB, permet de commander un courant de

collecteur, IC, bien plus important.

II.2. Représentation

ém

ett

eu

r

co

llecte

ur

base

émetteur

collecteur

base PN+

N

VBE

VCE

IC

IE

IB

Transistor NPN

émetteur

collecteur

base NP+

P

VBE

VCE

IC

IE

IB

Transistor PNP


II.3. Fonctionnement du transistor NPN

Si la tension VBE est suffisante, la diode BE

(base –émetteur) est passante :

VBE

VCEP

N+

N

IC

IE

IB Courant de trous de B vers E.

Courant d’électrons de E vers B


( )

+=

=

kT

qVexp.II

kT

qVexp.II BE

SeStBE

S

Si la tension VCE est suffisante, les électrons qui arrivent dans la base sont

envoyés dans le collecteur. La diode CB est polarisée en inverse.


II.3. Fonctionnement du transistor NPN

VBE

VCEP

N+

N

IC

IE

IB

Par convenance on pose :

IB : courant de trous de B vers E.

Le rapport, β, entre les courants IC et IB dépend entre autres des niveaux de

dopage de l’émetteur et de la base ainsi que de l’épaisseur de la base : IC = β.IB


IE : courant de trous de B vers E + courant d’électrons de E vers C

IC : courant d’électrons de E vers C

=

T

BEStB

V

Vexp.II

=

T

BESeC

V

Vexp.II

=

T

BES

V

Vexp.II

Les trois courants du transistors bipolaire sont

donc les suivants :

)K300 à mV 6.25(kT

qVT ==


II.3. Caractéristiques IB(VBE) du transistor NPN

Pour débloquer (rendre passant) le transistor NPN, il faut que la jonction

base-émetteur soit polarisée en direct avec une tension supérieure à la tension

de seuil, VS, de cette diode : VBE > VS.

émetteur

collecteur

base PN+

N

VBE

VCE

IC

IE

IB

La caractéristique IB(VBE) est celle de la diode base-émetteur en ne

considérant que le courant de trou.

VBE (V)0

IB (A)

directe

VS

inverse

Ici le courant de trous est bien plus faible que le courant d’électrons.



émetteur

collecteur

base NP+

P

VBE

VCE

IC

IE

IB

VBE (V)0

IB (A)

directe

−VS

inverse

II.3. Caractéristiques IB(VBE) du transistor PNP

Pour débloquer (rendre passant) le transistor PNP, il faut que la jonction

base-émetteur soit polarisée en direct avec une tension supérieure (en valeur

absolue) à la tension de seuil, VS, de cette diode soit : VBE < −VS.

La caractéristique IB(VBE) est celle de la diode base-émetteur en ne

considérant que le courant des électrons.

Ici le courant des électrons est bien plus faible que le courant des trous.



émetteur

collecteur

base PN+

N

VBE

VCE

IC

IE

IB

VCE (V)0

IC (A)

II.3. Caractéristiques IC(VCE) du transistor NPN

Si la jonction BC est polarisée en inverse, alors le courant d’électrons peut

traverser cette jonction.

IB1

IB2 > IB1

IB3

IB4

Dans ce cas le courant IC est indépendant de VCE : régime linéaire (IC = β.IB)

Si VCE = 0 alors aucun courant ne circule entre l’émetteur et le collecteur

Le basculement entre ces deux fonctionnements se produit à la tension

VCEsat (sat pour saturation) : le courant IC n’est pas proportionnel à IB.

VCEsat

Linéairesaturé



VBE

VCE = VS

IC

IB

III.1. L’inverseur

La loi des mailles dans la boucle de sortie donne :


VCE (V)0

IC (A)

R

RBR1

24 V− 6 V

0 VVE

S

E

CSCE I.R24VV −==

On obtient alors la droite de charge :

Si VE = 0 V : VBE

A

Si VE = 24 V : VBE

B IB4



La loi des mailles dans la boucle de sortie donne :


VCE (V)0

IC (A)

CSCE I.R24VV −==


A

B IB4

VS (V)

VE (V)

24

VCEsat

24

A

BIB1

IB2 > IB1

IB3

On trace maintenant la caractéristique VS(VE) de l’inverseur.




VS (V)

VE (V)

24

VCEsat

24

En pratique on définit un gabarie pour l’inverseur

Table de vérité et symbole logique :

SE

0

0

1

1

S = EE


III.2. La fonction NI (NON-OU, NOR)

Schéma électrique d’une porte NI :


Table de vérité et symbole logique :

E1

E2

VBE

VCE = VS

IC

IB

RRB

R1

24 V

− 6 V

0 V

S

R2

SE1

0

0

1

1

E2

0

0

0

1

1

1

0

0

S = E1+E2E1E2


III.3. La fonction mémoire à deux portes NI

Schémas logique le la mémoire :


Table de vérité :

Le but est de stocker l’information 1 ou 0.

Set QReset

Q

Chronogramme :

Set0

Q0

Q1

Reset0

01

tSet

01

tReset

01

tQ

01

tQ

0

1

0 0



Schémas électrique de cette mémoire :


Symbole logique de la mémoire RS (bascule RS) :Set Q

Reset Q

Reset

RRB

R1

R2

Set

RRB

R1

24 V

− 6 V

0 V

R2

QQ

Mémoire de type RAM (Random Acces Memory) qui s’apparente à la SRAM

(Static) : l’information disparaît si on éteint l’alimentation.

Si le pont de base consomme 1 µ A (sous 30 V) et que l’on stocke 106 bits

alors la mémoire disperse au moins 30 W !



1971 : 256-bit TTL RAM (Fairchild)



IV.1. Principe de fonctionnement

L’amplificateur de classe A amplifie tout le signal

d’entrée.

IV. Amplification classe A

VCE (V)0

IC (A)

IBmin

IB0

IBmax

On travaille dans la partie linéaire du transistor

qui est polarisé en statique à IB0 et IC0.

Le courant IB oscille autour de IB0 et donc

IC oscille autour de IC0 avec IC = β.IB.

IC (A)

t

ICmin

IC0

ICmax

ICmin

IC0

ICmaxIC = ββββ.IB

VE = VBE

VCE = VS

IC

IB

RC

VDD

VS

IC = ββββ.IB

Sans signal d’entrée, l’ampli consomme IC0 :

mauvais rendement (au mieux 50 %).



Les résistances R1 et R2 constituent le pont de base : polarisation de la base

Ve

RC

VDD

Vs

VBE

C IP

R1

R2RL

CL

CL est aussi un condensateur de

liaison qui permet à la charge RL

(résistance d’entrée du bloc

suivant) de ne pas modifier la

polarisation du transistor.

IV.2. Eléments du montage

Le condensateur C ne laisse passer que la variation de Ve et non la

composante continue : évite de modifier la polarisation de la base.



Le point de repos correspond aux valeurs des tensions et des courants

lorsqu’on ne considère que le régime statique (ne dépend pas du temps).

IV.3. Point de repos du montage

RC

VDD

VCE

VBE

IP

R1

R2

On peut aussi faire le calcul de IB avec :

2

BEP

R

VI = ( ) BEDDBP1 VVII.R −=+et

d’où

C et CL se comportent comme des interrupteurs ouverts.

En règle générale on impose IP >> IB :



IV.4. Régime petit signal : paramètres h

0

IC (A)

VCE (V)

VBE (V)

IB (A) IB0

IC0

VCE0

IB (A)

t

IBmax

IC (A)

t

ICmin

IC0

ICmax

Composantes statique + dynamique

( )tiI)t(I c0CC += ( )tiI)t(I b0BB +=

( )tvV)t(V be0BEBE += ( )tvV)t(V ce0CECE +=

Définition des paramètres hybrides

cerebiebe v.hi.hv +=

ceoebfec v.hi.hi +=bipolaire

ib ic

vbe vce

VCE0

VBE0



IV.4. Régime petit signal : paramètres h

0

IC (A)

VCE (V)

VBE (V)

IB (A) IB0

IC0

VCE0

VBE0

Détermination de hieVCE0

0CECEce VVB

BE

0vb

beie

I

V

i

vh

==∂

∂=

∂

∂=

Détermination de hfe

hie

β=∂

∂=

=0vb

cfe

cei

ih

hfe

Détermination de hoe

0ice

coe

bv

ih

=∂

∂=

hoe

Détermination de hoe

0ice

bere

bv

vh

=∂

∂=

hre

Les paramètres h

dépendent du point

de repos!



IV.5. Schéma électrique petit signal

RC

VDD

Vs

VBE

C IP

R1

R2RL

CL

eg

Rg

eg

Rg

RB

hre.vce

hiehfe.ib RC1/hoe RL

B

E

Cib ic

vcevbe

Pour ce schéma, on ne

considère que les signaux qui

varient. Les autres sont

équivalents à la masse.

Aux fréquences considérées,

les capacités de liaison sont

des court-circuits.



IV.6. Caractéristiques de l’amplificateur

Impédance d’entrée :

Impédance de sortie :

Gain en tension :( )

LC

LC

ie

fe

bie

cLC

be

ceV

RR

R.R.

h

h

i.h

iR//R

v

vA

+−=−==

C2112C221111

21CV

R.h.hR.h.hh

h.RA

−+

−=

Ou en utilisant le cours sur les quadripôles :

avec

Coe22

R

1hh =⇒

LC RR ⇒ie11 hh ⇒

eg

Rg

RB hie hfe.ib RC RL

B

E

Cib ic

vcevbe

0hh re21 =⇒

β=⇒ fe12 hh

ieB

ieBieBe

hR

h.Rh//RR

+==

Cs RR =


Gain en tension à vide: Cie

feRV0V R.

h

hAA

L−==

∞→


IV.6. Caractéristiques de l’amplificateur

eg

Rg

Re RL

i1 i2

v2v1

Gain composite :eg

eV

g

cevg

RR

RA

e

vA

+==

egs

Rgs

ieB

ieBieBe

hR

h.Rh//RR

+==

Csgs RRR ==

gvggs e.Ae =

Quadripôle équivalent :



IV.7. Fréquences de coupure hautes

Nous considérons la capacité entre la base et le collecteur : CBE

eg

Rg

RB hie hfe.ib RC RL

CBC1

Elle peut être ramenée en entrée et en sortie du transistor avec le théorème

de MILLER :

VBC1BC1

A1

1.

.C.j

1

.C.j

1Z

−ω=

ω=

V

V

BC2BC2

A1

A.

.C.j

1

.C.j

1Z

−ω=

ω=

CBC2

( ) BCVBC1BC CA1CC >>−=

BCV

VBC2BC C

A

A1CC ≈

−=




Il existe deux fréquences de coupure hautes avec FHF1 << FHF2 :

eg

Rg

RB hie hfe.ib RC RL

CBC1 CBC2

( ) HFeg1BE

1HF FR//RC2

1F =

π=

Gain composite : ( ) ( )( )1BCeg

1BCe2BCeq

ie

fe

g

cevg

C//RR

C//RC//R.

h

h

e

vA

+−==

( ) eq2BCeg1BCeg

eeq

ie

fe

g

cevg

RCj1

1.

R//RCj1

1.

RR

R.R.

h

h

e

vA

ω+ω++−==soit

Req

eq2BE2HF

RC2

1F

π=

Gain aux fréquences moyennes

Fréquence de

coupure haute

de l’ampli

Am


Am



Diagramme de bode en amplitude (échelle semi-log) :

Avg(db)

F (Hz)FHF1 FHF21061 103 109

− 20 db/dec

− 40 db/dec

+−

eg

eeq

ie

fe

RR

R.R.

h

hlog20

0

20

− 20

− 40




Diagramme de bode en phase (échelle semi-log) :

ϕ(°)

F (Hz)FHF1 FHF2

− 180

− 270

1061 103 109

− 90

− 360

gain Am négatif



IV.8. Fréquence de transition FT

Le paramètre h21 n’est pas constant avec la fréquence. A partir de la

fréquence de coupure Fβ, ce paramètre décroit de 20 db/dec.

h21(db)

F (Hz)FTFβ

0 FT est obtenue lorsque β =1 (0 db).

FT est inversement proportionnel au

temps de transit des porteurs entre

les contacts émetteur et collecteur

(temps nécessaire au transistor pour

répondre à une variation de tension

de petite amplitude).

β+

β=

F

Fj1

h21



IV.9. Produit gain-bande

Le produit gain bande correspond au produit du gain (en moyenne fréquence)

par la fréquence de coupure haute :

( )eq

fe

ieBCg

eq

eg1BCeg

eeq

ie

feHFm

Rh

h

1.

C2

1.

R

R

R//RC2

1.

RR

R.R.

h

hF.A

+π−=

π+−=

Comme eqfe

ie Rh

h<< alors 2HF

g

eq

gBCHFm F.

R

R

RC2

1F.A −≈

π−=

Le produit gain bande est

donc une constante : si on

augmente Am alors on

diminue FHF !

AVg(db)

F (Hz)FFH’0

FFH

Am

Am’



IV.10. Fréquences de coupure basses

On prend en considération les capacités de liaison C et CL.

eg

RgC CL

RLvbe

Gain composite :

vl

Cj

1RR

R.A.

Cj

1RR

R

e

v.

v

v

e

vA

ge

e0V

LSL

L

g

be

be

1

g

1vg

ω++

ω++

===

Re AV0.vbe

Rs

( ) ( )geCLL

ge

eeq

ie

fevg

RRC

j1

1.

RRC

j1

1.

RR

R.R.

h

hA

+ω−

+ω−+

−=

Am

( )eg1BF

RRC2

1F

+π=

( )CLL2BF

RRC2

1F

+π=

Il existe deux fréquences de coupure basses :



Diagramme de bode en amplitude (échelle semi-log) :

Avg(db)

F (Hz)FHF1 FHF21061 103 109

20 db/dec

40 db/dec

+−

eg

eeq

ie

fe

RR

R.R.

h

hlog20

0

20

− 20

− 40


Am

FBF1 FBF2



Diagramme de bode en phase (échelle semi-log) :

ϕ(°)

F (Hz)FHF1 FHF2

− 180

− 270

1061 103 109

− 90

− 360

gain Am négatif


FBF1 FBF2



Si le transistor chauffe il risque de s’emballer et d’être détruit.

IV.11. Résistance d’émetteur

La résistance RE évite l’emballement thermique du transistor :

T° IB VE VBE IB

Ve

RC

VDD

Vs

VBE

C IP

R1

R2RL

CL

RE


EC

CE

EC

DDC

RR

V

RR

VI

+−

+=

VCE (V)0

IC (A)

VDDVCE0




Gain en tension à vide :( ) C

feEie

fe

e

l0V R.

h1Rh

h

v

vA

++−===

eg

Rg

RB hie hfe.ib RC RL

B

E

Cib ic

vlve

RE

Le gain à vide (et donc le gain composite) a été diminué par l’introduction de

la résistance RE.





feEie

fe

e

l0V R.

h1Rh

h

v

vA

++−===


la résistance RE.

Ve

RC

VDD

Vs

VBE

C IP

R1

R2RL

CL

RE

CE

On ajoute la capacité de

découplage CE (passe bas) qui

permet la suppression de la

résistance RE en régime alternatif :

augmentation du gain.





feEie

fe

e

l0V R.

h1Rh

h

v

vA

++−===


la résistance RE.

On ajoute la capacité de

découplage CE (passe bas) qui

permet la suppression de la

résistance RE en régime alternatif :

augmentation du gain.

EC RR

1pente

+−=

Droite de charge statique

Droite de charge dynamique

CR

1pente −=

VCE (V)0

IC (A)

VDDVCE0

dynamique

statique


V.2. Fonctionnement

RC1

VDD

C1 RC2C2R1

R2

T1 T2

On considère ici que VCEsat ≈ 0

0.6 V

0 VDD

0.6 V VC2

Instant t = t0−

VBE2 dévient égal à 0.6 V

VC2 = VDD − 0.6 V

V. Multivibrateur astable Abraham BLOCH

Circuit dont le schéma s’apparent à

celui de la mémoire RS et qui fournit

un signal carré.

VBE2

t

VCE1

tVBE1

tVCE2

t

VDD

0.6 V

t0 t1 t2


VBE1 devient égal à 0.6 V

RC1

VDD

C1 RC2C2R1

R2

T1 T2

0

VBE1 devient égal à 0 − (VDD − 0.6)

ce qui bloque le transistor T1

VDD

La capacité C2 doit se charger pour

assurer VC2 = VDD en fin de charge.

Instant t > t0+

0.6 V

−−−− VDD + 0.6 V

C1 se charge via RC1

V.2. Fonctionnement




un signal carré.

VBE2

t

VCE1

tVBE1

tVCE2

t

VDD

0.6 V

t0 t1 t2



V.2. fonctionnement

RC1

VDD

C1 RC2C2R1

R2

T1 T2

Instant t = t1

0

VCE2 devient égal à ≈ 0

VBE1 devient égal à 0 − (VDD − 0.6)

ce qui bloque le transistor T1

La capacité C2 doit se charger pour

assurer VC2 = VDD en fin de charge.

0.6 V

−−−− VDD + 0.6 V

VDD



un signal carré.

VBE2

t

VCE1

tVBE1

tVCE2

t

VDD

0.6 V

t0 t1 t2


V. Multivibrateur astable

V.2. Fonctionnement

RC1

VDD

C1 RC2C2R1

R2

T1 T2

La période du signal carré dépend

des valeurs de R1, R2, C1 et C2

Il faut aussi RC1 << R1 et RC2 << R2



un signal carré.

VBE2

t

VCE1

tVBE1

tVCE2

t

VDD

0.6 V

t0 t1 t2


VI.1. Définition et principe de fonctionnement

L’amplificateur de classe B n’amplifie que la

moitié du signal d’entrée.

VI. Amplification classe B

VCE (V)0

IC (A)

IBmax

Il crée beaucoup de distorsion mais a un

rendement bien meilleur que le classe A avec

en théorie 78.5 %.

IC (A)

tIC0

ICmax

IC0

ICmax

VE = VBE

VCE = VS

IC

IB

RC

VDD

VS

Le point de repos se situe à la limite du

blocage du transistor

IB0


VI.2. Amplificateur push-pull


VS (V)

t0

VE

VDD

VS

NPN

PNP

− VDD

RL

IL

VE (V)

0.6

− 0.6

Les deux transistors ont le même gain β.

Si VE = 0, les deux transistors sont bloqués

et VS = 0.

Si VE > 0.6 V, le transistor NPN est en

régime linéaire et le PNP est bloqué :

Si VE < − 0.6 V, le transistor PNP est en

régime linéaire et le NPN est bloqué.

VS = VE – 0.6.

VS = VE + 0.6.

Distorsion pour les faibles valeurs de VE.

Saturation de VS si |VE| > VDD.

Amplificateur de puissance et non de tension




VS (V)

VE

VDD

VS

NPN

PNP

− VDD

RL

IL

0.6

− 0.6

VDD

− VDD

VE (V)VDD

Les deux transistors ont le même gain β.

Si VE = 0, les deux transistors sont bloqués

et VS = 0.

Si VE > 0.6 V, le transistor NPN est en

régime linéaire et le PNP est bloqué :

Si VE < − 0.6 V, le transistor PNP est en

régime linéaire et le NPN est bloqué.

VS = VE – 0.6.

VS = VE + 0.6.

Distorsion pour les faibles valeurs de VE.

Saturation de VS si |VE| > VDD.

Amplificateur de puissance et non de tension




VS (V)

VE

VDD

VS

NPN

PNP

− VDD

RL

IL

0.6

− 0.6

VDD

− VDD

VE (V)VDD

Afin d’éviter la distorsion du signal, on place

un pont de base avec deux diodes polarisées

en directe (et passantes). 0.6 V

L’amplificateur push-pull est utilisé comme

étage de sortie des générateurs de fonction et

les amplificateurs audio.


VII.1. Définition


Il se caractérise par deux entrées (une inverseuse,

notée −, une non inverseuse, notée +), une sortie et

un gain A liés par la relation :

VS = A.(V1 – V2) = A.Vd

V1

V2VS

Vd

VDD

− VDD

L’impédance d’entrée très grande (≥ 500 kΩ), l’impédance de sortie est

presque nulle et la bande passante part du continu.

Les premiers amplis opérationnels (réalisé à l’aide

de tubes à vide) étaient destinés aux calculatrices

analogiques, d’où leur nom.

Le gain est très grand (≈ 50000) ce qui signifie qu’un amplificateur

opérationnel alimenté sous ± 15 V sature pour Vd = 300 µV !

Il est constitué de plusieurs montages de base : paire différentielle, miroirs de

courant, amplificateur push-pull …


VII.2. La paire différentielle

C’est l’étage d’entrée de l’amplificateur.

VDD

T1 T2B1 B2

C1 C2

RC RC

− VDD

I0

Elle est constituée de :

Deux transistors identiques montés en

émetteur commun.

Une source de courant I0 (miroir de courant)

Présentation

La somme des courants IE1 et IE2 est toujours

égale à I0. Donc si IE1 augmente alors IE2 diminue.

Variation de VC1 et VC2 avec VB1 :

VB1 IE1 VRC1 VC1

IE2 VRC2 VC2

B1 : entrée inverseuse pour C1 et non inverseuse pour C2



Tensions de base :

Expressions des courants IE1 et IE2

VII.2. La paire différentielle VDD

T1 T2B1 B2

C1 C2

RC RC

− VDD

I0

VBE0

IE

VBE0

IE0



Expressions des courants IE1 et IE2


Courant IE1 :

=

=

T

d0

T

1BES1E

V2

Vexp.

2

I

V

Vexp.II

Courant IE2 :

−=

=

T

d0

T

2BES2E

V2

Vexp.

2

I

V

Vexp.II

Courants normalisés en posant :

−+

=+

=

T

d2E1E

1E

0

1E

V

Vexp1

1

II

I

I

I

+

=+

=

T

d2E1E

2E

0

1E

V

Vexp1

1

II

I

I

I

Vd

IE/I0

VDD

T1 T2B1 B2

C1 C2

RC RC

− VDD

I0

1

0.5

VT−VT−4VT 4VT

IE2/I0 IE1/I0



Expressions des tensions VC1 et VC2


Tension VC1 :

1ECDD1CCDD1C I.RVI.RVV −≈−=

Vd

VC

VDD

T1 T2B1 B2

C1 C2

RC RC

− VDD

I0

VT−VT−4VT 4VT

VC1 VC2

−=

T

d0CDD1C

V2

Vexp.

2

I.RVV

Tension VC2 :

−−=

T

d0CDD2C

V2

Vexp.

2

I.RVV

E0

E0 − RC.I0 / 2

E0 − RC.I0



Expressions du gain en tension


Vd

VC

VDD

T1 T2B1 B2

C1 C2

RC RC

− VDD

I0

VT−VT−4VT 4VT

VC1 VC2

−−≈

T

d0CDD2C

V2

V1

2

I.RVV

Si |Vd| << VT

Si on s’intéresse aux variations :

T

0C

d

2C

V4

I.R

V

VAv =

∂

∂=

E0

E0 − RC.I0 / 2

E0 − RC.I0



Régime dynamique


dT

0Cd

ie

feC2bfeC2c v

V.4

I.Rv

h.2

h.Ri.h.Rv ==−=

Expression de hie

hie hfe.ib1

B1

E1 = E2

C1

hie hfe.ib2

B2 C2

RC

RC

vd

vc1

vc2

Tfe

0C

0B

T

VVB

BEie V

h

I

I

V

I

Vh

0CECE

==∂

∂=

=

Expression de ib2

ib2

2

v

h

1i d

ie2b −=

Expression de vc2

Expression du gain en tension

T

0C

d

2c

V.4

I.R

v

vAv ==



Principe

VII.3. Le miroir de courant

La tension VBE d’un transistor est imposée par

une diode

VCE0

IC

I0 IB0

En régime linéaire, le courant de collecteur est

indépendant de VCE et donc de la valeur de la

charge de collecteur

Amélioration du montage

La diode est remplacée par un transistor

bipolaire identique à T3 mais monté en diode.

∆VCE

T3

R4

− VDD

I0

VBE

≈ I0

T4

VDD



Présentation

VII.4. Le suiveur de tension

L’entrée du montage se trouve sur la base du transistor

et la sortie sur la résistance d’émetteur.T5

R5

− VDD

VE

VDD

VS

hiehfe.ib5

B1 E1

C1

vsve R5

ib5

RL

RL

En régime de petit signal, le collecteur est à la masse.

Ce montage réalise une adaptation d’impédance avec

une résistance d’entrée élevée, une résistance de sortie

faible et un gain égal à 1.



Calcul des grandeurs fondamentales

VII.4. Le suiveur de tension

T5

R5

− VDD

VE

VDD

VS

hiehfe.ib5

B1 E1

C1

vsve R5

ib5

RL

RL

( ) ( ) ( )L5feie5b

5bfeL55bie

5b

ee R//Rhh

i

ih1.R//Ri.h

i

VR +≈

++==

Résistance d’entrée :

Résistance de sortie :

( ) ( )( )

( )5fegie

gie5

sgie

fe

5

s

s

5bfe5

s

s

s

ss

RhRh

RhR

vRh

h1

R

v

v

ih1R

v

v

i

vR

++

+≈

+

++

=

+−

==

Gain en tension :

( )( )( )( ) 5bL5fe5bie

5bL5fe

e

sv

iR//Rh1i.h

iR//Rh1

V

vA

++

+==

Comme hie << hfe(R5 // RL), alors

1Av ≈



T5

R5

VDD

T1 T2

RC RC

T3

R4

− VDD

I0

T4

R6

T6

T7

T8

R7

R8

VII.5. Schéma électrique globale

Entrée+

SortieEntrée−



VII.6. Application : amplificateur inverseur


VE VS

Vd

R2

R1

Les entrées ± ne consomment pas de courant.I

d1E VI.RV −=

Loi des mailles appliquée au montage :

S2d VI.RV +=−avec dS V.AV =

A

On élimine I en divisant ces deux équations.

( ) ( )1AG

GA

1AV

V

V

VA

A

11V

A

VV

R

R

E

S

E

S

S

SE

2

1

+−

+=

+−

+

=

+−

+= avec

E

S

V

VG =

On obtient alors l’expression du gain G :( ) 1

2

2

1 R

R

1AR

R1

AG −≈

++

−=

Hors saturation de la sortie, Vd reste très faible et négligeable devant les

autres tensions. On remplace habituellement ″− Vd″par ε.


VII.6. Application : amplificateur suiveur


VEVS

ε

R Le courant I est très faible (base du bipolaire)

et la valeur de ε est négligeable ce qui donne :

EES VVI.RV ≈+ε+= A

L’impédance d’entrée est très grande et celle

de sortie très faible. On peut donc prélever la

tension VE sans modifier le circuit.

I

En pratique R est égal à l’impédance de sortie du circuit.

Cir

cuit


VII.6. Application : additionneur


Somme des courants : V2

VS

R

R1

I

A

R2

ε

I2

I1V1

R

V

R

V

R

V S

1

1

2

2 −ε=

ε−+

ε−

R

V

R

V

R

V S

1

1

2

2 −=+soit

Application de la loi des nœuds à

l’entrée − :

21 III +=

Tension de sortie :

+−= 2

21

1S V

R

RV

R

RV

Si R1 = R2 : ( )211

S VVR

RV +−=

Si R1 = R2 = R : ( )21S VVV +−=


CVII.7. Application : intégrateur


Rappels :

I.RVE =

VE VS

R I

Aε

V.CQ =dt

dVC

dt

dQI ==et

Loi des mailles :

VC

CS VV −=et

Expression de VS :

dt

dV.C.RV S

E −= dtVC.R

1dV ES −=

∫−−= dtVC.R

1VV E0CS

VC0 est la tension initiale aux bornes du

condensateur

0

VE

IB0

VS

Bipolaire Cours - Impression - MASSON

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