Eindhoven University of Technology MASTER Een parametrische … · Uitgangspunt van dit onderzoek...
Transcript of Eindhoven University of Technology MASTER Een parametrische … · Uitgangspunt van dit onderzoek...
-
Eindhoven University of Technology
MASTER
Een parametrische verschilversterker
de Vaan, L.A.M.
Award date:1972
Link to publication
DisclaimerThis document contains a student thesis (bachelor's or master's), as authored by a student at Eindhoven University of Technology. Studenttheses are made available in the TU/e repository upon obtaining the required degree. The grade received is not published on the documentas presented in the repository. The required complexity or quality of research of student theses may vary by program, and the requiredminimum study period may vary in duration.
General rightsCopyright and moral rights for the publications made accessible in the public portal are retained by the authors and/or other copyright ownersand it is a condition of accessing publications that users recognise and abide by the legal requirements associated with these rights.
• Users may download and print one copy of any publication from the public portal for the purpose of private study or research. • You may not further distribute the material or use it for any profit-making activity or commercial gain
https://research.tue.nl/nl/studentTheses/bd24c45d-34b8-4225-ba67-68afdd2d31bf
-
I
I
1J:CHNIS~HE HOGESCHOOl, eiNDHOVEN
8"rUDH:;0n3l I0-H••, J .EEKELEKTRO··~
i i.;C/-iNIEK
Een parametrische verschilversterker
door
L.A.M. de Vaan
Verslag van het afstudeerwerk verricht in opdracht van
Prof. Dr. J.J. Zaalberg van Zelst onder leiding van
Ir. J.R. van den Boorn en Ir. J.J. Verboven.
juni 1968
-
- 1 -
Inhoud
Samenvatting blz. 1
I. Inleiding ) 3
II. Theoretische beschouwing van de parametrische versterker
11.1. Inleiding 6
11.2. Berekening voor zwak pompsignaal 8
11.2.1. Inleiding 8
11.2.2. Versterking 13
11.2.3. Ingangsimpedantie 14
11.2.4. Equivalente ruisweerstand 15
11.2.5. Frequentie afhankelijkheid 18
11.3. Berekening voor sterk pompsignaal 20
11.4. Rejectiefactor 21
11.5. Drift van de diodecapaciteit 27
III Experimentele uitvoering
111.1 Parametrische versterker 30
111.1.1 Varactordiode 30
111.1.2 Schakeling van de parametrische versterker 35
111.2 Selectieve versterker 37
111.3 Detectieschakeling 39
111.3.1 Fasedraaier en blokvormer 39
111.3.2 Synchrone detector 40
IV. Resultaten en conclusies
IV.1. Versterking 42
IV.2. Ingangsimpedantie 42
IV.3. Equivalente ruisweerstand 44
IV.4. Frequentie afhankelijkheid 46
IV.5. Rejectiefactor 46
IV.6. Drift 47
V. Appendix 49
Literatuurlijst 53
-
- 2 -
Samenvatting
In dit rapport wordt een parametrische verschilversterker beschreven
welke geschikt is voor het versterken van signalen waarvan de frequentie
gelegen is tussen 2 en 600 Hz.
De versterker bestaat in principe uit een modulatorschakeling waarbij
de modulatie verkregen wordt door de capaciteit van een varactordiode
te laten varieren met de signaalspanning. Als draaggolffrequentie is
gekozen 436 kHz. Het gemoduleerde signaal wordt versterkt 'waarna door
middel van synchrone detectie het versterkte laagfrequente signaal wordt
verkregen.
De gemeten equivalente ruisweerstand bedroeg 20 kn bij een frequentie
van 300 Hz, terwijl deze bij een frequentie van 4 Hz was toegenomen
tot ca. 90 k.Q.
Tengevolge van de capaciteitsvariatie van de varactordiode en de inductie-
verandering van de spoelen met de temperatuur was het noodzakelijk voor
gelijkspanning tegen te koppelen. Hierdoor is de versterker niet v.oor
gelijkspanning bruikbaar.
-
- 3 -
I Inleiding
Parametrische versterkers voor lage frequenties behoren meestal tot het
type van de dubbelzijband upconverter (modulator). Hierbij wordt het
laagfrequente ingangssignaal door middel van een niet-lineair element
gemoduleerd op een relatief hoogfrequent pompsignaal. Dit moduleren
gaat gepaard met vermogensversterking.
Door de afwezigheid van buizen of transistoren is een lage equivalente
ruisweerstand mogelijk, terwijl 1/f ruis nagenoeg geheel kan ontbreken.
Als niet-lineair element wordt meestal de varactordiode toegepast. De
capaciteit van deze diode varieert afhankelijk van de aangelegde spanning.
Daar de diode in sperrichting wordt geschakeld kan de ingangsimpedantie
zeer hoog zijn.
In de literatuur zijn diverse toepassingen van parametrische versterkers
voor lage frequenties bekend. [1] • [2] • (3) • Deze berusten aIle op het
principe gegeven door J.R. Biard in zijn artikel "Low Frequency Reactance
Amplifier" (1].
Uitgangspunt van dit onderzoek was het artikel "Een sc~akeling met laag
ruisniveau voor de condensatormicrofoon" van J.J. Zaalberg van Zelst t,41 •Wanneer we in de schakeling, die in dit artikel wordt beschreven, de
condensatormicrofoon (s) vervangen door varactordiodes en een circuit
aanbrengen voor externe spanningssturing van deze diodes verkrijgen we een
parametrische versterker (fig. I.1.)
2,
-
- 4 -
Toelichting bij fig. 1.1.:
Door de seriekringen K1
, gevormd door L1 en de capaciteit D1 , en K2,
gevormd door L2
~n de capaciteit van diode D2
, vloeien hoogfrequente
pompstromen, resp. I 1 en I 2' geleverd door de generatorspanning V •P P g
Via signaalweerstanden R kan een laagfrequente spanning V aan des sdiodes worden toegevoerd. De kringen zijn afgestemd op de generator-
frequentie tV • Door het niet-lineaire gedrag van de diodes, met namep
door het veranderen van de diodecapaciteit door de aangelegde spanning,
treedt modulatie Ope
Over de kringen ontstaat hierdoor een hoogfrequent signaal, dat na op-
slingering door de kring 2 C - L - 2 C (uitkoppelkring) het uitgangs-s s s
signaal Vu
levert. Wanneer de kringen K1 en K2volledig identiek zijn
en de pompstromen 1 p1 en 1 p2 gelijk (dus Z1 = Z2) zal zonder ingangs-
signaal tussen de punten A en B (dus over de uitkoppelkring) geen hoog-
frequent signaal aanwezig zijn.
Brengen we een ingangssignaal V aan (frequentie ~ ), dan wordt des s
balans verstoord. Hierdoor ontstaan tussen A en B hoogfrequente spanningen
met frequentie w + w. De uitgangsspanning V zal dus slechts bestaanp s u
uit de zijbanden van de pompfrequentie, een draaggolf is niet aanwezig.
De bij het detecteren noodzakelijke draaggolf wordt achteraf toegevoegd
(synchrone detectie).
Door de lage impedantie van de seriekringen K1 en K2bij frequentie GJ
pzal amplituderuis in de generatorspanning slechts geringe ruisspanningen
over de kringen veroorzaken. Omdat deze ruisspanningen bovendien ge-
correleerd zijn vervalt bij een goede balansinstelling hun ruisbijdrage
in de uitgangsspanning geheel.
Om laatstgenoemde reden vervalt eveneens de ruisbijdrage veroorzaakt
door ruis in de generatorfrequentie.
Bij het moduleren treedt wel een ruisbijdrage op, maar deze is evenredig
met het ingangssignaal.
De verliesweerstanden van de spoelen, de ruis van de diodes, en de
signaalweerstanden zullen eveneens een ruisbijdrage veroorzaken.
Een belangrijk verschil met de schakeling uit [4] is het varieren van
de diodecapaciteit met de pompfrequentie en met harmonischen hiervan.
Bij grote pompstromen geeft met name de variatie met de dubbele pomp-
frequentie (2w ) aanleiding tot extra versterkingstoename en een ver-p
smalling van de beschikbare bandbreedte, in het uiterste geval zelfs
tot instabiliteit.
-
- 5 -
Het blokschema van de parametrische versterker, met inbegrip van alle
hulpschakelingen, is weergegeven in figuur 1.2.:
V,;"'5
pomp f'q"selCO"U!l(~ie blol
-
- 6 -
II Theoretische beschouwing van een parametrische versterker voor lage
freguenties
11.1 Inleiding
Voor de capaciteit van een varactordiode geldt algemeen:
c = C(V) =~ =dV kv¢ + VHierin is: C: capaciteit van de diode
q: lading op de diode +*V: spanning over de diode} gemeten in sperrichting vI_
i""!
¢: diffusiespanning
k:constante
n: afhankeli jk van het type P-N overgang 2 ~ n "3
n = 2: abrupte P-N overgangn = 3: geleidelijke P-N overgang
Tengevolge van de pompstroom zal over de diode een hoogfrequente pomp-
spanning V met frequentie ~ ontstaan. Zonder ingangssignaal zal Cp P
hierdoor varieren met V ~P
C (V ) =p
k
¢'+ V + Vo p
(11.1.2)
Waarin V de grootte is van de voorspanning die we de diode geven omo
te voorkomen dat door de diode stroom in doorlaatrichting zal vloeien,
dus V ~ V • Tengevolge van het ingangssignaal V met frequentie wp 0 s s
treedt modulatie Ope Hierdoor ontstaan spanningen en stromen met
frequentie n w ± w • Gezien het selectieve gedrag van de netwerkenp s
in de parametrische versterker (zie ook fig. 1.1) mogen we invloed van
spanningen en stromen met frequentie nw + w verwaarlozen voor n ~ 1.P s
Bij het moduleren ontstaat dus een spanning V1 met frequentie ~ - ~p s(onderste zijband) en een spanning V
2met frequentie w + (bovenste
p szijband). De overeenkomstige stromen noemen we i
1en i 2 •
De totale spanningsverandering over de diode tengevolge van het
moduleren wordt dus:
-
- 7 -
Men kan aantonen dat, mits AV «.V bij berekeningen de volgendep
formule mag worden gebruikt: (5) . (6) .
AV 1=C(V)p
We kunnen1
C(V ) ontwikkelen in een Fourierreeks:p
1C(V )
p
1 2= C + 2 t1 cos ""pt + 1 0 2 cos £upt + •••• meto
(11.1.6)cos n CA,) t d w tP P
2Tt
= ~ f ~o
Daar de termen 2 y cos~ t met n ~2 bij het moduleren geen bij-On p
drage kunnen leveren met frequentie w + W mogen we de reeksontwikkelingp - s
2 ~ n
na de 1e term afbreken.1
Gebruik makend van de complexe rekenwijze kunnen we 6 V, ta. i en C( V )p
als volgt noteren:
1 1C = C
o+ +
2j c..> tP +
AVj Co) t -j eN t
= V e s + V.e ss s
(II.1.8)
AI
Waarin dus
-
- 8 -
11.2 Berekening voor zwak pompsignaal
11.2.1. 1nleiding
Bij kleine pompspanningen mogen we de variatie van de diodecapaciteit
met de dubbele pompfrequentie verwaarlozen: 02 = o.(11.1.7) gaat dan over in:
1 1=C Co
• to) tJ P
e-j w t
+ (1 e p)
Met behulp van (11.1.5) vinden we dan door (11.1.8) (11.1.9) en (11.2.1)
in te vullen:
AVI j w t
5 5= -:---=- ej Co) C5 0
1*5
j w C5 0
-j w t1
+
. w tJ 2
j (w + Co) )tP 5
e
5 P 1
w -Co) =Co) W -Co) =-wP 1 5 P 2 5
W 1 - c..>p = - t,,)5en verwaarlozing van termen met frequentie (n w + to) ) met n > 1, daar
p - 5
-
- 9 -
deze door het 5electieve gedrag van de kringen geen bijdrage van be-
tekeni5 kunnen geven, gaat (11.2.2) over in:
jw t -j C e C e + j l.o)1 Coe j w 1Co
e +j C e + . C e jW5Ce +
J W 5 0 5 0 J W 5 0 0
j (0,) t5
-j UJ t5
Door gelijk5telling van (11.2.3) en (11.1.8) vinden we:
v5
I= _~5=-
j W C5 0
-1* d'1 1 1 01 12V* ".5= C + j (",) 1Co jw C5 jc..> 5 0 2 0
V1d' I; 1 1= jW 5C
+ j W1
Co0
011* 1*
V* 5 1= + jc..> C j w1
Co
1 5 0
01I 12V
25= jc..> C + jw2Co5 0
(11.2.4)
1*2
Dit verband tU55en V en I kunnen we ook be5chrijven met de volgende
-
- 10 -
matrix:
v =s
V*1
1 010 I*
j"'1 Co. C 1J W s 0
01 1 61I (II.2.5)
j tV1Coj c.o C j w 2 Co ss 0
001 1 I
2j c.J C j t.AJ2
Cos 0
Deze matrix beschrijft de volgende driepoort schakeling (fig. II.2.1.)
- I1=.~ r
-+oJ
r
d-f--1=~
r
Fig. I1.2.1.
Voor de beschrijving dienen we dus gebruik te maken van twee paar uit-
gangsklemmen, een paar voor de zijband met frequentie w 1 en een paar
voor de zijband met frequentie ~2.
Ret verband tussen V en I volgt uit de practische schakeling (fig. I.1.)
We nemen aan dat de ingangsspanning V geleverd wordt door een signaal-s
bron E met impedantie Z •o
In fig. II.2.2. zijn de impedanties tussen de klemmen, afgeleid uit
fig. I.1. weergegeven. Rierbij is rekeing gehouden met de verlies-
weerstanden van de spoelen.
Fig. II.2.2.
-
- '1 -
Uit fig. II.2.2. volgt:
OI.2.6.)
vs = E - Is (Z0 + Ri + r k + j w s Lk )
Wanneer we (II.2.6) invullen in de matrix (II.2.5) en daarbij stellen:
Z* 2 1 - 2j (0) L - j c.,)1 L + 2rk += j w1
Co
j w 1Csr
1 1 k s s
Z22 1
+ 2j
-
- 12 -
We mogen dus r k , j~s Lk en Rs verwaarlozen t.o.v. j~1 Cs 0II.2.7.c.
Wanneer bovendien de impedantie van de signaalbron, Z «o
wordt de formule voor D:
1
f2 0'12
Z· Z2 ]D = . C Z· - ( 1 - j Co)1 CO)Jws 0 1 j Co.>2CoVoor de stromen vinden we:
in formule
1j Co,) C
s 0
(II.2.10)
I· =1 (II.2.11)
1 2E 01 Z1
(II.2.12)=2 Z1 Z2
Z· Z2-'01 (jt.>2CO . C)1 JW1 0
j~ Co Z1 Z2 EI s (II.2.13)=
2 Z1 Z2sZ1 Z2 - 01 (j~2Co . C)J ~1 0
Met Vu1 = + jW1 Ls 1 1 en Vu2 = - j(,r,)2 Ls 1 2 vinden we uit (II.2.12) en
(I1.2.11):
-j w 1 L •
-
- 13 -
11.2.2. Versterking
We berekenen de versterking voor laagfrequente ingangssignalen,
c.> s «c.>p.
Voor deze frequenties mogen we stellen W 1 #It: W 2 ~ ~ p:
Omdat aIle kringen in de pa~ametrische versterker zijn afgestemd op
de pompfrequentie w geldt:. 2 C + 2j w Lk = . 1 C + j (0.) Lk = O.P JCo.>po P JWso sWanneer de ·frequenties w
1en w 2 slechts weinig van w p afwijken zal
di took voor deze frequenties het geval zijn.
De formules voor Z1 en Z2 (11.2.7) kunnen we vereenvoudigen tot:
Z· =1 =
=(11.2.16)
r t is de totale verliesweerstand van de spoelen.
Vullen we dit in in de formules voor V (11.2.14) - (11.2.15) dan vindenu
we:
\E I (r.) L itP s cos(cu t+--Cf+
-
- 14 -
Hieruit volgt voor de versterking A:
(1I.2.20)
voorw L ~1P 5A =r t2
+ (2 11w 5)2w 2 C
p 0
(
2 6'1 w )2In de practijk is de term .,/ c: L y
P 5 U 1 =r
twaarin (11.2.21)
(Qt is dus niet de kwaliteitsfactor Qs
van de uitkoppelkring,
Lc..>p 5Q = - ).
6 r5
11.2.3 De ingangsimpedantie
(II. 2.22)+ Z0 + r k + j W 5 Lk
• Met behulp van (11.2.12) vinden we,E
="15
Z1 = Z2 =2
wanneer c.>1 ~ w2
-= wp
en
2 d"1
De ingangsimpedantie Z.~
verwaarlozen t. o.v.. C.J W s 0
E 1Zi = "1 = j w C
550"'2 2
p Co r tZoals reeds eerder is aangetoond
1
2 d' 12
De termCAl 2 C 2 rpot
We vinden dus:
1~ 2 K~mogen we eveneens verwaarlozen t.o.v. j ~ C
5 0
,..., 1Z. ,..,. C~ J W s 0
Bovendien staat parallel aan Zi nog de impedantie Z1 en capaciteit Cs.
Dit volgt uit de principeschakeling (fig. 1.1.) bij verwaarlozing
van j w L ( < 20.n.) en R (1200.0.).666
-
- 15 ,.
11.2.4 De eguivalente ruiswee(>tand
Over de ruis van de varactordj)de is weinig bekend, zodat berekeningen
hierover moeilijk zijn uit telToeren.
De ruisbijdrage van de verliesweerstanden van de spoelen kunnen we wel
berekenen. We dienen deze ruiE,bijdrage voor beide zijbanden afzonderlijk
te beschouwen.
Ten gevolge van de thermische ruis zullen door de weerstanden ruis-
stromen lopeno Zoals bekend is de thermische rUisspanning~~\te bepalenuit de formule:
(11.2.24)
Hierin is k de constante van Boltzmann, T de absolute temperatuur
en B de bandbreedte. k = 1,38.10-23 ~/oK.
(~~De ruisstromen door de weerstand volgen uit i~ = r~' dusi2
n
4 kT B= rt
We beschouwen de ruisstromen i 1 bij frequentie ~1 en i 2 bij frequentie
= 4 kT df en i 2r
tZ
• III(,.~
z
Fig. 11.2.3
-
- 16 -
A) Ruisbijdrage ten gevolge van i 1: i q veroorzaakt de ruisstromen111 en 121 , de overeenkomstige spanningen noemen we V11 en V21 •
Uit fig. 11.2.3. leiden we af:
(11.2.26)
V21 = - 121 r tMatrix (11.2.5) gaat na invullen van Vi en V2 over in:
i· r t r t ~1/j w C 0 1111 s 0
0 = - 4'1/ j W 1Co z 01/ j '->2Co 11 (11.2.27)s
0 0 ~1/ j w C r t 121s 0
Hieruit vinden we m.b.v. de regel van Kramer:
d' 21
j
-
- 17 -
Na verwaarlozing van de te.~men vinden we:
en
De overeenkomstige uitgangsruisspanningen zijn:
V* = j ~1 L i 1 en Vu2 = - 'w L i 2u1 s J 2 s
~ Vu1 = - j w 1 L i 1s
Vu1
(t) li1 ! ('-'>1 t +1'C
dus: = w 1L cos Cp1 - -)s 2
Vu2
(t) = \i2 \
-
- 18 -
11.2.5 Freg~entie afhankelijkheid
De berekeningen in de voorafgaande paragrafen zijn uitgevoerd voor lage
frequenties: £p.
We kunnen dan Z1 en Z2 benaderen, Z1 = Z2 = r t •
Een benadering die ook voor hogere frequenties gel dig is wordt in deze
paragraaf gegeven.
Voor de impedanties Z1 en Z2 kunnen we schrijven:
Hierin is Qk de kwaliteitsfactor van de seriekring Co-rk-Lk ,
Qs van seriekring C -r -L •555
~1 is de verstemming: ~1 =2(W _Co))
p 1(.0.)
p=
2AWc.v
p=
2w5
z· kunnen we ook schrijven als:1
Z· (2 rk+rs)(1-j~1 [2r k Qk + r 5 Qs1 ) r t (1 - j ~ 1 Q1)= =1 2rk + r 5
Analoog vinden we voor Z2:
Met ~2 = - ~1 = + ~:
(11.2.35)
(II. 2 .36)
Z1 = r t (1Z2 = r t (1
+ j
+ j
Wanneer we deze waarden in de formules voor Vu2
en Vu1 invullen
vinden we:
+j (a)p [1 + tf-l) 01r t [1 + j Q1~1
(11.2.38)
De invloed van de teller op V~1 en Vu2 t.g.v. ~ is klein t.o.v. de
invloed van de noemer, t ~
-
- 19 -
De formule voor V (t) wordt dan:u
v (t) =u
2 CA) Y1 L EP \J S
met arctan Cf D = Q1 IS •
Dus de versterking wordt:
2c.v L~2 r k Qk + r s Qs (.V (2Lk + L)
A(~) = P Q1 s ,Q _ =p s
R V1 + Q12'f2 :1- 2 r k + r r t6
(11.2.40)
-
- 20 -
11.3 Berekening voor ?terk pompsignaal
Bij grote pompsp~nningen mogen we de vari~tie van de capaciteit van
de varactor met de dubbele pompfrequentie niet langer verwaarlozen:
0' 2 F O.In formule (11.1.5) substitueren we nu (11.1.7) in plaats van (11.2.1):
1 1C = C
o
2j C G:) C 2 2s 0 w 2 ( cr 2)s P 0 r t (,,) C
P 0
1Bij de berekening van Zi zijn weer r k , j~s Lk en R~~j Ws
Co
verondersteld.
2 d' 2Voor lage frequenties mogen we r t ,2 W / w verwaarlozen t.o.v.s p jw Cp 0
1(~ 115 n. v 0 or 2 ~ 2 = 40 )Z. blijft dan zuiver imaginair.~
-
- 21 -
11.4 Rejectiefactor
Bij de berekening van de rejectiefactor maken we gebruik van fig. 11.4.1.
Vp
:L2~2, Jif4-- V.....~
~ L~
1 J:C3
r{"i Rs. C1r
r r~:D, 'P, :D~ epfl¥,~p~
t4.Vif j:PI~ L, L~
1Fig. 11.4.1
We stellen nu in fig. 11.4.1
Z1 - Z2 = AZr 1 - r 2 = ArC
01 - CO2 = ~C
Z1 + Z2 = 2 Z
r + r 2 =2 r1
C01 +
CO2 = 2 Co
.01 - .02 = A¢1
1+1
2=AI
P P P61 - 02 = ~d"
.001 + .002 = 2 .0I 1 + I 2 = 2 Ip p p
01 + d" 2 = 2 0
We nemen aan dat alle kringen afgestemd z~Jn op de pompfrequentieGa •p
We beschouwen de parametrische versterker uit fig. 11.4.1 als een
cascadeschakeling van twee versterkers, fig. 11.4.2.
-
\- 22 -
RP-- H, 11- I-l~ f'1. I Zf'RB-t(;- FI t J F-;------1J77
Fig. 11.4.2
Volgens (10) geldt algemeen voor een verschilversterker
Vut = A Vit + B Vif
Vuf = C Vif + D Vit
(11.4.2)
Hieruit kunnen de rejectiefactor H en de discriminatiefactor F
worden gedefinieerd~
CutA Vit Vif = 0 A Vif = 0H = B = F = (11.4.3)Cut) C
Vif Vit =0 Vit = 0
Bij goede benadering geldt voor een tweetrapsversterker: (101
1 1 1H
t= - + F
1H
2H
1
Ht
totale rejectiefactor
H1
rejectiefactor 1e trap
H2
rejectiefactor 2e trap
F1
discriminatiefactor 1e trap.
(11.4.4)
en 2 ;r , waarin 2 de impedantie van de kringens s
W -.::: ~ •2 p'We berekenen H1 , H2 en F 1 voor w 2 «c:.,)p' dus w 1 ~
2 1 = r 1 ; 2 2 = r 2voorstelt.
Uit formuleII.2.21 kunnen we de stroom door de uitkoppelspoel bepalen:
VI = u
s w LP s
Ten gevolge
= 2 .L V.r
t~
van het sturen van diode D1
ontstaat een stroom Is1
:
-
- 23 -
.J:.J.I 1· = 2s. rt
(11.4.6)
Analoog ten gevolge van het sturen van D2 :
I =-s2
Voor de eerste trap kunnen we dus het volgende vervangingsschema
opstellen: fig. 11.4.3.
A-
Fig. 11.4.3.
Uit fig. 11.4.3 leiden we af:
r s + r 2 [Vii VitJr 1
V = 261 + -- + 2 02A r t 2 r t
r s + r 1 [ VitJ r ZVB = 2 62 vif - """'2 + 2 6' 1r t r tDe in-fase component VABf voIgt ui~ VABf =
Vit [2r t 01 (rs + 2r2) -
01.4.8)
De tegenfase component VABt voIgt uit VABt = VA - VB:
01.4.10)
-
- 24 -
(11.4.11)= --LA~r 5
2;-/i~._'t
Volgens 11.4.3 volg'; h:.erui t voor H1 en F1 :
rs 2drt
Berekening van H2
• zie fig. 11.4.3.
~ V14 ~
C/.ts
C~~
A~ ~'\ ---+ IS
.,..- 11=, ::c.~VA ):.1 J C3 :r.itl (~ Va
-l. t
Fig. 11.4.3.
Aangezien W Ls » r kunnen we, evenals in 11.2 voor V uitsluitendp s ude spanning over L nemen.sUit fig. 11.4.3 leiden we af:
VA11 13= j w pC1
+j G.J pC3
VB1 2 1 4 (11.4.12)= j w pC2
+ j w pC4
1 1 = 13 + I s
12 = 1 4 - I s 13
14I r + jc.> L I = .s s p s s j ~pC3 j w pC4
-
- 25 -
Elimineren we hieruit 1 1 , 12 , 13en 14 dan volgt voor Is:
Is = 1
r + j w L + --~(-=-,---=-",)s p s jWp
C1 +C3
Omdat de ui tkoppelkring is afgestemd op w kunnen we de noemer vanp
11.4.13 vereenvoudigen tot r • Voor V vinden we:s u
CUp L [ VA VB ]V s (11.4.14)= 1 + C3!C1 1 + C4!C2u r s
Met VA VABf +VABt
= 2
Gaat 11.4.14 over in
waaruit
L= w p s
r s(11.4.16)
Lw p s+ r s
[
1VABf ~
1 + Cvolgt: 1
Vu
W pL 1
1 + C:1C;]s2 r 1 + C3!C1
+
H2 =s
w pL
~ + C>C11s + 1 + C4/C2r t
c., C4Wanneer ~ en --« 1 kunnen we 11.4.17 vereenvoudigen tot:C
1C
2
1 (11.4.18)
Het verschil tussen C3
en C4 kan dus gecompenseerd worden door C1of C
2te veranderen. De totale rejectiefactor vinden we door 11.4.11
en 11.4.18 in te vullen in 11.4.4.:
-
- 26 -
Voor Ht volgt hieruit:
1H
t= --------,.~---::-_--
I>U!. + r t C4_C3J4 r s C2 C1Berekening van A sri § :
Zoals in 111.1 zal worden aangetoond geldt bij benadering:
1 I~ ~ 3" (¢ + V } (.,,) C
o p 0
Hieruit leiden we af:
(II.4.20)
t:.Co
Co
(II .4.22)
Ui t fig. 11.4.1 leiden we af (alle kringen afgestemd op W )P
Waarbij Z1 >~ r 1 en Z2 » r 2 is verondersteld.Uitwerken van 11.4.23 met behulp van 11.4.1 levert:
AI--E. ~
IP
rs
r + 2rs
AZZ +
2Llrr + 2rs
(II.4.24)
-
C =
- 27 -
11.5 Drift van de diodecap~citeit
We beschouwen de c~paciteit van de varactor als functie van de temperatuur.
De veranderingen v~n de capaciteit ten gevolge van temperatuur-
schommelingen kunnen we opvatten als een driftspanning aan de ingang.
Voor een berekening van de te verwachten driftspanning gaan we uit van
formule (11.1.1).
kn
'1 ¢ + VFormules voor k worden gegeven in [9J
n
k3
=~ q ~2£2' 0 voor een geleidelijke PN-overgang; (n = 3)
o voor een abrupte PN-overgang (n = 2)
In deze formules is:
¢
q
£
oa
diffusiespanning
lading elektron (1,6.10-19 C)
dielektrische constante
oppervlakte van de grenslaag
concentratiegradient in de grenslaag
concentratie verontreinigingen in het N-gebied
Bij de afleiding van de formules is het P-gebied zWaar verontreinigd
verondersteld. (NP+ overgang).
Wanneer we aannemen dat k weinig temperatuurafhankelijk is zal de
varia tie van ¢ met de temperatuur de belangrijkste oorzaak van driftzijn.
Berekening van ¢ = ¢(T)
Bij de berekening maken we gebruik van fig. 11.5.1.
PpO: evenwichts concentratie gaten in
- --- --,,
;.p
,---I
P-gebied.
~~O%~ • ve w' hts concentratie elektronen_ _ _ _ _ npO• e n ~ c
in P-gebied.
tJ nNO
: evenwichts concentratie elektronen
,,-- - ------- - - - ..... I
in N-gebied
PNO: evenwichts concentratie gaten in
N-gebied
Fig. 11.5.1. Concentraties van
ladingsdragers bij een P-N-
concentratie acceptoren in P-gebied
concentratie donoren in N-gebied.
-
- 28 -
Een formule voor ¢ wordt gegeven in (81 • Door de tekenafspraak bij
formule 11.1.1. dienen we een minteken toe te voegen:
~ kT npO"1J log --
q nNO
e
Wanneer we aannemen dat acceptoren en donoren volledig gefoniseerd
zijn geldt n NO ~ ND en PpO -.::= NA•
Algemeen geldt voor de PN-overgang L81 :
-Eg/kT
Ingevuld in 11.5.3:
¢ = kT logq
Waarin Ne = aantal beschikbare niveaus in de geleidingsband
NV = aantal beschikbare niveaus in de valentieband
E = Bandafstand (eV)g(1,38.10-23 J/oK}k = constante van Boltzmann
Ne
, NV en
E zijn temperatuurafhankelijk. Volgens [9] geldt:g
NC = k T3/ 2
c
NV = k T
3/ 2v
E = E (0) - (b Tg g g
11.5.5 gaat na invullen van 11.5.6 over in:
¢ = - T~k
ek
V ~1E (0)
(log + 3 log T) + +g
/q NA
ND q
(11.5.6)
(11.5.6)
.. d,0Waaruit we door differentieren dT bepalen:
~ {k k C k V ~ 3qk}dT = - - (log N N + 3 log T) + ~ +q A D q
Kennen we ¢(T1
) dan kunnen we (d¢) bepalen; uit 11.5.6 volgt:\dT T - T
- 1
k ke kV (b(log • + 3 log T) + ..!-1£ =q N
AN
Dq
Eg(o)/~ :-: ¢ (T1 )
T1(11.5.8)
-
- 29 -
11.5.7 gaat na su~stitueren van II.5.S over in:
Eg(o)/q - ¢ (T1)T1
k+ 3 -q
(11.5.10)
Voor silicium vinden we
(~g)T= T1
= - t1 ' 1511
- ¢ + 2,577 .10-4J V/oK
Bijvoorbeeld: ¢ = 0,75 V. T1
= 300 OK (27°C).
(~g) 270C "" - 1,6 mV/oC
De overeenkomstige driftspanning op de ingang bedraagt dus - 1,6 mV/oC.
De capaciteit zal hierdoor bij hogere temperatuur groter worden.
Bepaling van ¢
We kunnen de diffusiespanning grafisch bepalen door (~)n uit te zetten
als functie van V.
Uit (11.4.1) volgt: (~)n = ¢ ~ V
Bij lineaire schalen is (l)n als functie van V een rechte.C
D ~ (l)n ~ Voor extrapolatie is ~ te bepalen: C = 0 voor ~ = - •
(zie ook [S) ).
-
- 30 -
III Experimentele ui tvoer:Lng
In di t hoofdstuk wordt!n allereerst de eiegenschappen van de gebruikte
varactordiode besprokr:n, (111.1.1). Vervolgens worden de schakelingen
gegeven van de diversi onderdelen uit het blokschema van fig. 1.2.
111.1 Parametrische verster~er
111.1.1 Varactordiode
De toegepaste varactordiode is van het type BAY 35. De capaciteit alsfunctie van de aangelegde spanning is weergegeven in fig. 111.1.1.
De capacitetien werden gemeten op de General Radio meetbrug. Op deze
brug kunnen capaciteiten worden gemeten met instelbare voorspanning.
Fig. 111.1.2 geeft (~)3 als functie van V. Deze grafiek is afgeleiduit fig. 111.1.1.
De meetpunten liggen nagenoeg op een rechte lijn.
H~eruit leiden we af dat voor de diode BAY 35 n = 3.Ook de diffusiespanning kunnen we uit fig. 111.1.1. bepalen:
We vinden ¢ ~ 0,75 Volt.De I-V karakteristiek van de BAY 35 is gegeven in fig. 111.1.3.Wanneer de sperspanning V boven een Volt stijgt treden grote verschillen
rin de lekstroom I op tussen de diverse diodes.
rMeetopstelling:
~Ql~l(j;p"'W\nj~s .
IolA.is villI:. h\eter
Philip, (jt1 '040
Fig. 111.1.4.
De lekstroom wordt bepaald door de spanning over de ingangsweerstand
(100 M.n., 1t %) van de B.V.M. te meten.
Gevoeligste bereik: 10 mV (volle schaal). Dit komt overeen met een-10
ingangsstroom van 10 A.
-
oI~
'I~mfnt1~:1';L
(;.,
m~;lh
e,f l
f.'
t1~~
'1,'nl:mjrCl'I';: ):_--.:1±:.: ':I-:j,.
JEFF
,;
1--W-1ti'lill.
-:-tti .tti:{if' fflfJ.tnit..'."ll '±ill +11ttl} :,.:iTIltt+ llll
.;:ttr1
s
.~ ~.~1r-t'
:~ ..
.:T·
I~" ,jill:WHi\lli~1fI41f~\t:;J':Tll~lT~1iinh iITin IHIn; ,lJr:-:-, jp; ,j11H,j
,QI\) ~~
°5
Ol:
OJ,
o~
i t-'-:;t
I±
~ ,. ""-'~,. ~Htd. ~Ic+;l·f,·rLal.,Ll.UL j j I I I I I j I I 'I1~ f-t- -1-:t, I·" .,'
1";·1 til! ~t: ~~n;~ttti"hi'+U{ it tL,J lHHUiilitl"l HtmU jlH l1iLnH mlg HtH Hiff' lift jclffJltftH:ln1j .p, tilt '!! UP l" II lJ!"~+±mt ltJtudrnr ffIj WI ttE j lilt! t-l
iff rlJlt H
I']' d ,tt.il H tq:t T T~ H I .+!-t + r.j He H· l' I 1i ' t-t'I J ~ l'"Ii.t ,tt: ttl 1tfI'~ r; '-;:~ - i~ ~_ ir t+~--! ~ -fit· i.J-±" t~:t ]11~ _)~ +;:+J- .. ~. t-! 1 i', -t rr -t -r+t Il+ ' -rH+~ill;lttU.,.C fn1lfl ' If tiff ftll tm ·nIT. r' tj ~ 11!(4L:~' lP rOOf f Htl.~.+ 11'fit 4n..·.+' flf' '.' j +tUl HUtHfttlBB t jt I. -n' 't!1 il!1 j 1. ji Ij .1' .J-" ~ II , . t jlrtHithj n1;: cd '; "it -i It i ti.]:jhttt ii ,I j .1,1 ~I tit ,m . ~, ·If P,+J '. . l i!f 1 t l:f~f+ t 111.
• t, 'f i i+4j" t '·t tH~ '}' l j' tt "! ! L14' t dff!' .. " L' t t.+ t .~·f + '. t t ,. . tI- . tI. ".' .' t. ! t . ·t. H .. .j \ j, 1 nlj]] 1+ Jilt ';:1 H1 ~, [ . . t , , ,.. +
fEr 1ft; } tB-lf il tUHllh(' Iff 1i'\ t n~ nr1!! t ~H If II,ni 1fJ:1fl if liLt'1 ' , j II +1 !In'' ') t .. t fl" 'f 1'9 j '.j·t·}'11]~' i , j I, .1' il: I.' 14. L . "'t H'; ·'kl.,~,·f .·jt.. "1'1' 'It.. ill
• j I .l , r· H- 11 1+7 --, 1- 'll-, !-t I- - iriL I \-t. 'ii.H' I -', uf- I " .. --Lt ~ ---I F'-' .l -+--:-- ±.l .tt _...........
IT I·;. lJ .. '.' 11
.'.1. .... ". ..•1....lIU.. '.Ii.:. tit.'. . 1 lit if 'I' , • i .i.·I'.. :.lf... :.I.1..I'•........ lri .1,11.'if !! f~ . '. ~ . rn1 .,,' ,1-' 1-1' 1++ ,~ T;-l ! - .,~, .Ij.. ,- t -'-11 ,~l ,,, It l
U'tpJI i [trtH 'ItttU·tllli t H TIt ~rriui lJM rtH
~ 1"1' :;i, ::.:i ,: i c! :1 Hii' till L t J1tttg ttii1ij'+i Iff± :1 1.:.1' 1.1;;1:,:: 11 :1 :!r!H".::~_t ,;.!; ~.'t; '1" .... , '_ ,It 4. 1,+-+.. L.l., .H-j. _. . -,' .. ,.t-+ I~~+- ,·t' '.'.', +1j-1--4f+8~:;"': ,~1t~F7~:H 0'It ti I~ l'iff; ."i;;" Ii .' . :;;: ,I. lIt lP q:.tt;f1.ffH1', r1PI' Fli+1.. iett tit . t ~H.' 1 H ri+ t r.t 1" 'tj. +1 f~i.i ;.,~ HH Lt !t.Wh.J~ -
tl·111 + fl Hii Fe ,i l ",.i!.m~i' 1++ 'H". IT t'~ I, '1+,'1 ti '~! 'iii .w! ~tH!"I ,,' i ~t I~ , tti ti L $~Uil! '11" 11 :\' It' j:± I ltI1it.tTl;, .[.1'1 H+Htitnf [His iJ .lJ1!lHft1 lin H1Jlh1-itj~.;.tijtll:ll $1'. llttlCtlj,tt1bt ~, 'jl' lilili l ,L1IJli 1
rf1ffll: i 1 J ' .t t ff trW' rtqtq tt J t r rtf lU11~~ t r':~ ~t-, t +t i it t I 11 [, rltm,hW 11}t rn,rl_ 111 i! + j.l r1) "Illi .t,t" tlltij! ·t U1tt li"f 10;:"+ :t:jjrt;.j~ Hfj:i' l it +tm t lJa~ nT'~nn~HE;HFqi1., J, '1 ... :~ . . 1,ltf .f Ijfti ++! . ,11 . i:jt~: . ,1!·r l~ " ~:lttl-l=t.tr Ulii . L . +. ," 'It + . r ;. .'.
biHi:JhilHfilittrrrf~tffH1ji4jft#t~1+tt}H tliHIJ HUHl ~JdH lUli HiQlli1r. 1mn I I+Jt . i1' ~ 't'l~jimtff!t tl HnmLtfHli tllliH-lliUttIiLHtnUHwnUfHl UllllllWmWllllUIHH JIt it m, -filii Hill It. 1m
H
It
il'H"",J.lli
tmt~'-1"11!, 1"-':-~.·-If
1;;1n
...-~ .
:p~
n
iIf-';
11
j1
'g
ffi#.'.lilliinfITT;.; t
ts,."iij;
-41
ill,iiL1HrtId
l' 1pl
/ 1.1, ---.1
-
,;i
E,
.,.. ..."',;; I t ~
Ii: ttt
-
- ~4 -
In de practische schakeling verd oe diode ingesteld op een voorspanningvan 0,5 Volt.
1We kunnen door reeksontwikke'_ing van de formule voor C (11.1.1) in een
Taylorreeks de
1v:¢+V +V_'1 0 p
C - k
Fourierreeks:ll.1.6) benaderen.
cos W t ~ Vo 1 V 1P = + - --Leos W t - -k 3¢+V P q
o
Volgens 11.1.6 geldt:
1 1C = Co + 2 ~1 coswpt + 2 02 cos 2Wp t + •••••
In de practische schakeling is ¢ = 0,75 V en V = 0,5 V. Omdato
V ~ V geldt dus:p 0
(IIl.1.1)
( Vp ) _ ,g\¢ + V0 max - :;Door gelijkstellen van 111.1.1. en 111.1.2 kunnen we de volgende be-
naderingen afleiden, met de er achter vermelde maximale fouten...V
berekend voor~o
1C
ofout
-
- 35 -
111.1.2. SchakeJ}ng van de parametrische versterker
Ret schema is gegeven in fig. 111.1.4.
¢"'------------ --.....---,~/ 'BAy 35' ::D<
1
-
(10 k~) en C1
(68 pF).»6Z, waarin (} Z
we A Z .( 30n.
invloed van A Z op 1P
- 36 -
Toelichting:
De hoogfrequent pompstroom wordt toegevoerd via R1
Voor een constante stroomsturing is vereist:. 1 CJ w p 1
de optredende veranderingen in de impedantie van de seriekringen K
voorstelt. Deze is afhankelijk van de grootte van het ingangssignaal.
Voor ingangssignalen beneden ca. 10 mV vinden1
Met C1 ~ 68 pF, dus Gr,) C ~ 5400.n. mogen we deverwaarlozen. p 1
De serieweerstand R1
(10 krt) is opgenomen om stromen met frequentie 2wp'
by. ten gevolge van vervorming in het pompsignaal, te voorkomen.
(C1-D-Lk) vormen eveneens een afgestemde kring. Hierdoor zal de pompstroom
bij frequentieverhog~ng sterk toenemen wanneer R1
nier in het circuit is
opgenomen). Via het ingangscircuit dient een gelijkstroomweg naar "aarde"
aanwezig te zijn, voor het afvloeien van de diodelekstromen. Door de
geringe grootte van deze lekstromen ( ~10 pA, zie fig. 111.1.3) kan deze
gelijkstroomweg zeer hoogohmig zijn (tot 109~). De weerstanden R zijns
opgenomen om beinvloeding van de kringen bij lage signaalbronimpedanties
te voorkomen.
Hiertoe dient 2 R »r en R »rk
+ A Z te zijn.s s s
Eventueel kunnen de weerstanden R vervangen worden door smoorspoelen.s
De voorspanning komt tot stand door gelijkrichting en afvlakking van de
generatorspanning Vg
• Met behulp van Lk1
en R1
is de balans tussen
K1 en K2zowel in amplitude als in fase regelbaar.
Door varieren van een der condensatoren C1
kunnen de pompstromen worden
gelijk gemaakt.
De symmetrie van de uitkoppeltrafo wordt ingesteld volgens 11.4.
Om de hoge drift van de varactordiodes te onderdrukken bleek het
noodzakelijk voor gelijkspanning tegen te koppel en (zie 1V.5).
Het terugkoppelen geschiedt door de voorspanning van de diodes te
beinvloeden d.m.v. Vt
•
Bij gebruik als gelijkspanningsversterker, dus zonder tegenkoppeling,
is het aan te bevelen de 100 k~~ weerstanden in het voorspannings-
circuit kort te sluiten. Dit ter voorkoming van extra ruis ten gevolge
van deze weerstanden.
(Voor frequenties boven 1 Hz zijn de weerstanden nagenoeg kort-
gesloten door de hoge capaciteiten van de condensatoren in het voor-
spanningscircuit).
-
- 37 -
[1.3 De selectieve versterker
Ret schema wordt gegeven in fig. n::.3.1. \00 -tIS~"""""\r.-----r----r"-;=:::~
V.
10K IM~ /1< 10J(
100
Fig. 111.3.1. Schema van de selectieve versterker-IS-
V.
Toelichting:
signaal over de uitkoppelspoel L wordt door verschil-s
versterkt en op een aanzienlijk lager impedantie-
Het hoogfrequente
versterker T1
-TZ
niveau gebracht.
Vervolgens wordt het signaal door twee selctieve trappen (T3- 4- 5 en T6)verder versterkt. Via emittervolger T
7kan het signaal worden afgenomen.
Ter voorkoming van invloed van de selectieve versterker op de meet-
resultaten is een stabiele versterking bij een hoge bandbreedte ge-
wenst.
Hiertoe zijn de afgestemde kringen sterk gedempt. Bovendien bleek het
noodzakelijk maatregelen te nemen om oscilleren, ten gevolge van de
Millercapaciteiten, te voorkomen.
Bij de eerste trap (T3
- 4- 5) wordt de Millercapaciteit, sterk gereduceerd
-
- 38 -
door het toepaasen van een cascade schakeling.
De tweede selctieve trap is sterk tegengekoppeld (de source- weer-
stand is niet ontkoppeld). Hierdoor is de versterking vrij laag,
zodat de Millercapaciteit klein blijft.
Enkele gegevens:
Versterking: 410 x.
Central frequentie: 430 - 460 kHz regelbaar met de zelfinducties
L1
en L2
•
Bandbreedte: 15 kHz (-3 dB)
Rejectiefactor: 500 x.
-
- 39 -
111.4 Detectie-schakeling
In de synchrone detector wordt het uitgangssignaal van de midden-
frequentversterker vermenigvuldigd met een blokvormig signaal met
de pompfrequentie. Er zijn twee hulpschakelingen nodig, een blok-
vormer om blokvormig signaal te vormen uit de generatorspanning,
en een fasedraaie~ die eventuele fasedraaiingen door middenfrequent
versterker en parametrische versterker corrigeert.
111.4.1 Fasedraaier en blokvormer.
-
-ft
- 40 -
111.4.2. Synchrone detector
Ret schema wordt gegeven in fig. 111.4.2.
Fig. 111.4.2. Synchrone detector
1~2.
IS(
-
- 41 -
Toelichting:
De synchrone detecor wordt ui~voerig besproken in de literatuur~11.
Ter voorkoming van een in-fase gelijkspanning op de uitgangsklemmen
is een tegenkoppelcircuit (T12-13-9) aangebracht. Hierdoor worden
in-fase signalen op de uitgangsklemmen onderdrukt. Wanneer de
parametrische versterker voor gelijkspanning wordt teruggekoppeld
wQrden de uitgangsklemmen van de detectordoorverbonden met de punten
Vt
in fig. 111.1.4.
Het~uitgangssignaalvan de selectieve versterker wordt d.m.v. een
parafaseversterker ~11 omgezet in twee tegenfase signalen. Zie
fig. 111.4.3.
Fig. 111.4.3. Parafase versterker
De punten +A en -A worden met de overeenkomstige punten in fig. 111.4.2
doorverbonden.
Gemeten werd: V = 1,12 V.•u ~
De synchrone detector is bruikbaar voor het demoduleren van signalen
in een band van ca. 30 kHz rond de draaggolf Co.) • (laagfrequent bandp
15 kHz) (30 %amplitude afname, - 3 dB).
-
- 42 -
IV Resultaten
IV.1. Versterking
In fig. IV.1.1. wordt de versterking als functie van de generator-
spanning gegeven. Bij een versterking van 20 dB (10 x) is reeds
duidelijk invloed van degeneratieve versterking merkbaar.
Voor lagere generatorspanningen stemt de gemeten versterking goed
overeen met de berekende.
Gebruikte pompgenerator: Hewlett-Packard type 651 A.
IV.2. De ingangsimpedantie
Voor het meten van de ingangsimpedantie werd van de onderstaande
meetopstelling gebruik gemaakt (fig. IV.2.1)
Fig. IV.2.1.
V.s
p"..:rQ.V\/\4! t. ri£c\.t evevrtel" Kel" -(0
So\eKt:ieve veal"-,te~l.(c", 't'
o\ete~tor.
We stellen de ingangsimpedantie gelijk aan een parallelschakeling van
een weerstand en een condensator.
We vinden:R.
1.
V jw R.C. + 1 A 1uA
s 1. 1.V = R
i= C. . j
-
ill 1) tffif'LL "r1~ +.-1. __ ~ ; f I .-~-~ • \ :-' j,
-
- 44 -
Eauivalente ruisweerstand!
Voor het meten van de equivalente ruisweerstand en het ruisspectrum werd
onderstaande meetopstelling gebruikt: (fig. IV.3.1)
A-301C
Selel.({;'cue IveV'~t.ez~Ko", ,
Q~s I
~elSI(I r,"I\W\''',!'-b ...~valtn'iete ..
Rv...~~~"er,,*
Ro'ncl.o ~~k......30 \11.- Jlo It\{
Fig. IV.3.1. Opstelling voor ruismetingen.
De theoretisch berekende ekm ruisweerstand uit de formuie
De resultaten zijn uitgezet in fig. IV.3.2.
bedraagt 13 k~ voor een generatorspanning
rt
2 012
van 1,3 Ve f fen 22 k n.voor een generatospanning van 1,0 Veff.
(2 6'1 ~~; r t ~ 80n bij Vp ::: 1,3 Veff; 2 (r, = 0,085 bij 1,0 Veff ).Hierbij dienen de ingangsweerstanden (samen 2,4 kSl) te worden opgeteld
voor een goede vergelijking met fig. IV.3.2.
De gemeten equivalente ruisweerstanden zijn nog aanzienlijk hoger dan
theoretisch is te verwachten. Bovendien is een duidelijk oplopen van
R voor lagere frequenties gemeten.aeq
Naar aIle waarschijnlijkheid vindt deze extra ruis zijn oorzaak in de
varactordiode.
Voor zover de ruis veroorzaakt wordt door de verliesweerstanden van de
spoelen kan deze op diverse wijzen worden verminderd:
1) Verlagen van rt
, dus opvoeren van de Q factoren. Dit heeft ver-
smalling van de bandbreedte tot gevolg.
2) Parallelschakeling van varactordiodes. Bij dezelfde pompfrequentie
kan dan de zelfinductie van de spoelen worden verkleind zodat rt
afneemt.
3) Vergroten van 61 door a) hd.rder pompen
b) e~n ander type varactor te gebruiken, met
e~n abrupte PN-overgang.
4) Verhoging van de pompfreque~tie. De zelfinducties kunnen dan worden
verkleind zodat rt
afneemt. Uiteraard kan dit aIleen als de frequentie-
afhankelijke verliesweerstai.den niet te groot zijn. Tevens is dan een
-
N.V. Drukkerij ..Mercurius" Wormerveer No. 22
5
2
, c 1-'- e-C .-:;-'
t"i Ii1Ie ,_.i-
t ILi-iH r-{ :; .- .. ~-;i' L, t··, .,L._
i;! ' I -_::- "'j r:i: I ~ __
H,
X·~s log. verdeeld 1-300 Y-as log. verdeeld 1-50 Eenheid :00 rnrn.
-
IV.4
IV.5
- 46 -
Freguentie afhankelijkheid
De gemeten bandbreedte bij een generatorspanning van 1,3 Volt bedroeg
2 Hz - 600 Hz (voor 30 %versterkingsafname).De ondergrens wordt bepaald door de tijdconstante van het terug-
koppelcircuit.
Zonder terugkoppeling is de bandbreedte 0 - 600 Hz.
Bij lagere pompspanning loopt de bandbreedte op tot 1 kHz voor een
pompspanning van 400 mY.
De rejectiefactor
Door nauwkeurig instellen van de stroombronnen is een hoge rejectie-
factor mogelijk. Door verloop met de temperatuur zal de rejectie-
factor echter weer afnemen.
In de practijk blijkt de rejectiefactor steeds groter dan 500 te blijven.
-
- 47 -
IV.6 Drift
De drift van de varactor met de temperatuur werd op de volgende manier
gemeten: (fig. IV.5.1).
,..---------r------'-'_-_-_-_-,----e \J~; ~~7 ...y0'Jii1'1'\ ltSOb\(\4;Z, ~_"BA':f:n.-1L __ ~-=- I
~LK
r-------?,_: 'O~o.n.f"-----"·1
1'0.2 vo +,).\{.
Fig. IV.5.1. Meetopstelling voor driftmeting.
Toelichting:
Na veranderen van de temperatuur wordt door varieren van V de brug weero
in evenwicht gebracht. t::.. Vo
De driftspanning V -. is dan te vinden uit: VD = 100drift
De metingen zijn uitgezet op fig. IV.5.2. We vinden: VD~ 2,8 mV/oC.
Tevens is uitgezet de theoretisch te verwachten driftspanning, berekend
volgens § 11.5.
Tenslotte is de drift ten gevolge van het varieren van Lk
met de
temperatuur gemeten.
Lk
blijkt een drift van ca. 1 mV/oC te veroorzaken, bij T ~40oc.
De totale drift in de seriekringen K bedraagt dus ca. 3,8 mV/oC.
Doordat gebruik gemaakt is van een balansschakeling zal de totale drift
van de parametrische versterker vooral afhangen van het temperatuur-
verschil tussen de diverse onderdelen. Bij hoge gevoeligheden blijkt
het niet mogelijk de parametrische versterker te gebruiken als gelijk-
spanningsversterker. De selectieveversterker wordt dan reeds snel
door het draaggolfsignaal uit de parametrische versterker, dat door
de drift wordt veroorzaakt, overstuurd. Om deze reden is voor gelijk-
spanning tegengekoppeld.
-
i'
iil,d If80
I . ~
Ii
.:,.
,If! rrl:! i,.I; ill, ILII I;d
'I'
Ie;:
!-;~
'J lUiL' iirill I:':t,t"tii:f;rt ,
P'i
,--
:Ii:
-
- 49 -
Appendix
Theorie van de parametrische versterker voor grote pompspanningen
Zie ook lit. 7Voor grote pompspanningen geldt:
j c.,.) t -j w t 2j w t -2 w t1 1 P P P PC=C (1 +6 1e + ~1e + C2 e + ~2e
o
Voor f>. V vinden we uit t:. V = C(~p) J AI dt:AV =
Is
. C eJ "'s 0
jw ts
-j w ts
1*1
-j w t1
+
-j w t2
j (w + W )IPst 1 s
+. C eJ CUs 0
j (Co) - cu )1* P s
01 s. C eJW s 0
+
j (w - w ) t1* P 1
01 1. C~eJ w 1 0
j (w - Go) ) tI s P
01 s+. C e
J W s 0
- j (eu + w )1* s P
01 s. C eJ
-
- 50 -
j (w - 2 w ) ts P
([2 Is+. C e
J W s 0
-j(c..> + 2 2c.v + c.,)1 = 3 cv - s - c..> = - "->1 2£.) - c..:> = wp, P 1 2(,,)1 + Co) = 2 w cv 2Cc.:> + w = 3'" + tV
P P s P 2 P s
w2 +
w = 2 w + wp p s
Na verwaarlozing van termen met frequentien w + w met n > 1P s
vinden we:
jw t -jw t j w1
t -i w tI
s 1* s 11
1*o.J 1
AV s s 1= je.> C e C e + j w1c
oe
jw1Coe +
s 0 j(,.)s 0
+. C eJW 2 0
• c..:> tJ 2 -j w t2
. w tJ s j w ta-1 I; 1
. C eJ(,js 0
-j w t6"1 I; 2. C eJ w s 0
+
-
- 51 -
j Co) ts
-jc.v ts-jw t
2• c..) tJ 2
Bovendien is ~V = V es
+ V*es
+ V*e1 +
_jW t2
+ V*e2 I 1* 1
2 °1Dus: V s2Co + j w 1Cos s 0
1 1 ~11* 02 12v1
s= jcu 1Co jc.v1co j w 2Co
'-1* 6'1 I 02 1 2V* 1 +s
= jw1
Co
jw C + jw 2Co1 s 0
12 01
I ([2 11v2
s= jw C 'w Cj w2c
o s 0 J 1 0
-I 01 1* °11
1V* = 2 s2 jw 2Co jw C + jW1CoS 0
De matrix wordt dus:
V* 1/j'"'1 Co 01/jW C cr2/ j (0) 2C0 1*1 s 0 1
V =- 01/ j w 1Co 1/j ea> C d'1/ j w 2Co Is s 0 s
Aanaloog aan 11.2 kunnen we dit uitwerken.
Met dezelfde verwaarlozingen als in 11.2. vinden we voor lage frequenties:
1j w C
s 0
-
- 52 -
Bij sterke pompsignalen zal bovendien dus:
2D = (r -t
1jw C
s 0
We vinden:
1* =1
(r -t
Waaruit de formules voor V en A op eenvoudige wijze zijn af te leiden:u
De ingangsimpedantie
analoog aan 11.2 berekenen we I aS
. w C 3J 1 GV 2"->s 0Zi =-----------------~2~-....:....--------
()2
EI
sz. =~
We vinden:
1=-~~
j w Cs 0
en Co.>1 ";I;! c...:. 2 ~ ~ gaat ditpover in
1z. =~ jw C
s 0
Q 21
+ ----~Co,) Co> C 2
s P 0
CN - w2 t 2/ j ~ C + r t 1 2
P 0 Cor.)P
-
- 53 -
Literatuur
1 "Low frequency reactance amplifier". Biard, J.R. Proc. I.E.E.E.
febr. '63 p. 298 - 303.
2 "Een parametrische versterker voor lage frequenties". Glaes, P.G.M.,
Afstudeerrapport T.H.Eindhoven.
3S.G.S. Report 160. oktober 1966.
4 "Een schakeling met laag ruisniveau voor de condensatormicrofoon"
Zaalberg van Zelst, J.J. Philips Technisch Tijdschrift 1947 no. 12,
blz. 357 - 363.
5 "Analyses of parametric amplifiers incorporating varactor diodes ll ,
Hyde, F.J. Proc. I.E.E. aug. '63, p. 1313 - 1318.
6 IIGapacitance definitions for parametric operation ll • Heffner, H.
I.R.E. Transactions on microwave theory and techniques (MTT)
jan. '61 p. 98 - 99.
7 "Theorie van een parametrische versterker voor lage frequenties ll •
Dijk, Ir. J. en van den Boorn, Ir. J.H. Technische Hogeschool
Eindhoven.
8 Dictaat Transistoren I, Tummers, Prof. Ir. L.J., T.H. Eindhoven p. 22-31.
9 IIAn introduction to semiconductor electronics ll • Nanavati, R.P.
Me. Graw Hill p. 72 - 79 en 121 - 125.
10 "General considirations on difference amplifiers" Klein, G en
Zaalberg van Zelst, J.J. Philips Technical Review, juli '61 p. 345-351.
11 Instrumentele Elektronica. Klein, Dr. G. en Zaalberg van Zelst,
Prof. Dr. J.J. p. 401 - 427. Philips Technische Bibliotheek.
Een parametrische verschilversterkerInhoudSamenvatting1. Inleiding2. Theoretische beschouwing van een parametrische versterker voor lage frequenties3. Experimentele uitvoering4. ResultatenAppendixLiteratuur