1

G. Jongbloed

Elektronica,

zelf ontwerpen en bouwen

basisschakelingen - rekenregels - experimenteren - bouwen

Kluwer Technische Boeken B.V. - Deventer - Antwerpen

2

ISBN 90 201 1528 6

D/1982/0108/229

© 1982 Kluwer Technische Boeken B.V. - Deventer

1e druk 1982

2e oplage 1982

3e oplage 1983

Deze (concept) 2e druk is nooit verschenen

Niets uit deze uitgave mag worden verveelvoudigd en/ of openbaar gemaakt door middel van druk,

fotokopie, microfilm of op welke andere wijze ook, zonder voorafgaande schriftelijke toestemming

van de uitgever.

No part of this book may be reproduced in any form, by print, photoprint, microfilm or any other

means without written permission from the publisher.

Ondanks alle aan de samenstelling van de tekst bestede zorg, kan noch de redactie noch de uitgever

aansprakelijkheid aanvaarden voor eventuele schade, die zou kunnen voortvloeien uit enige fout, die

in deze uitgave zou kunnen voorkomen.

3

Woord vooraf

Een vraag die ten aanzien van elk boek op het gebied van de hobby-elektronica moet worden gesteld

is, welk doel ermee wordt beoogd en voor welke categorie lezers het boek is bestemd, temeer daar

al een grote verscheidenheid van boeken op dit specifieke terrein is verschenen. Het merendeel van

die boeken is in twee categorieën in te delen: een categorie die de elektronicatheorie in verschil-

lende gradaties van diepgang behandelt en een categorie die zich richt op de nabouwer door het

geven van een aantal zelfbouwprojecten waarvan de werking in grote lijnen wordt uitgelegd.

Dit boek beoogt een logische tussenstap te zijn met als doel om, voortbouwend op enige basiskennis,

meer inzicht te verschaffen in een aantal veel voorkomende lineaire elektronische basisschakelingen

zodat dergelijke schakelingen vervolgens naar eigen behoefte kunnen worden opgezet, gedimensio-

neerd en toegepast, één en ander aan de hand van eenvoudig hanteerbare rekenregels. Inzicht in de

basisschakelingen verhoogt het algemene inzicht in schakelingen waarin varianten of afgeleiden

daarvan zijn toegepast.

Experimenteren met de schakelingen, die in de loop van dit boek aan de orde komen, wordt voorts

aangemoedigd, zodat de hobbyist daardoor een “gevoel” krijgt voor de functie van elk onderdeel en

de invloed ervan op de werking van de schakeling. Bij experimenteren zijn een aantal meet- en

testapparaten vrijwel onontbeerlijk. Daarom is ook aan dergelijke apparatuur de nodige aandacht

besteed. Naast deze meet- en testapparaten leent overigens het merendeel van de behandelde

schakelingen zich zonder meer voor nabouw en toepassing, reden waarom ook aan het uitvoeren van

schakelingen in meer permanente vorm, de nodige bladzijden zijn gewijd.

Bij de behandeling van de verschillende schakelingen is tenslotte consequent afgezien van voor de

werking niet-essentiële verfijningen teneinde de “rode draad” niet uit het oog te verliezen.

Alles bij elkaar biedt dit boek in een betrekkelijk gering aantal bladzijden een grote hoeveelheid voor

elke amateur bevattelijke informatie. Veel succes en vooral veel genoegen met deze fascinerende

hobby, de elektronica.

Heerhugowaard, voorjaar 1982

Gerard Jongbloed

4

Inhoudsopgave

1 Eenvoudige ontvangerschakelíngen ................................................................................................................... 5

2 Eenvoudige versterkerschakelingen ................................................................................................................... 8

3 Experimenteren, samenstellen van schakelingen ............................................................................................ 12

4 Transistorbasisschakelíngen ............................................................................................................................. 14

5 Eenvoudige samengestelde transístorschakelíngen ........................................................................................ 18

6 Eenvoudige radioschakelingen met HF-versterking, Field Effect Transistoren (FET's ...................................... 24

7 Versterkerschakelingen met OpAmps; Voor- en regelversterkers ................................................................... 28

8 Eindversterkerschakelingen ............................................................................................................................. 37

9 Meet- en testschakelingen ............................................................................................................................... 56

10 Netvoedingseenheden, stabilisatieschakelingen ........................................................................................... 67

11 Overzicht van gebruikte symbolen ................................................................................................................. 79

12 Stripboard ontwerpen; tips en voorbeelden .................................................................................................. 82

13 Rekenregels voor transistorschakelingen ....................................................................................................... 93

5

1 Eenvoudige ontvangerschakelingen

De meest eenvoudige radio-ontvanger is de diodeontvanger (zie afb. 1-1). Een ontvangkring

bestaande uit een spoel en een variabele condensator kiest de gewenste frequentie uit de veelheid

van radiosignalen. De diode detecteert het signaal, d.w.z. laat alleen de positieve of alleen de

negatieve slingeringen van het hoogfrequente (HF) of radiofrequente (RF) signaal door, afhankelijk

van de wijze van aansluiting van de diode.

Afb. 1-1

Sluiten we nu een hoogohmige oortelefoon op de ontvanger aan, dan horen we het zwakke

audiofrequente (AF) of laagfrequente (LF) signaal waarmee de hoogfrequente draaggolf is

gemoduleerd. Het membraan van de telefoon kan de HF-trillingen niet volgen, zodat die automatisch

worden uitgefilterd. Willen we de diodeontvanger als signaalbron voor een (LF) versterker gebruiken,

dan moeten we voorkomen dat het HF-signaal (restant van de draaggolf) de versterker bereikt en

zorgen dat de detector van een erop volgende versterker wat betreft gelijkspanning, is gescheiden.

Het eerste doen we met een condensator (4,7 nF) die voor het HF signaal een kortsluiting naar massa

vormt, het tweede met de koppelcondensator (0,1 μF) die voor een gelijkstroom een oneindig hoge

weerstand vormt, maar wisselstromen betrekkelijk ongemoeid laat (zie afb. 1-2 t/m 1-4)1.

Voorts is een weerstand (gestippeld) aangegeven, die de stroomkring sluit zodat de eerste

condensator zich via deze weerstand kan ontladen en het signaal erover kan worden afgenomen. In

eenvoudige toepassingen als de hier geschetste kan de weerstand (meestal zo'n 100 kΩ) echter vaak

worden weggelaten.

De antenne kan verder via een aftakking van de spoel (afb. 1-2) of via een koppelwikkeling (afb. 1-3)

worden aangesloten zodat de ontvangkring of resonantiekring minder wordt belast waardoor de

kring vrijer kan resoneren en daardoor selectiever is.

1 Een condensator heeft een wisselstroomweerstand die afhankelijk is van de frequentie; hoe lager

de frequentie, hoe hoger de weerstand. Een gelijkspanning is te beschouwen als een wisselspanning

met de laagst mogelijke frequentie: 0 Hz.

6

Afb. 1-2 Afb. 1-3

Afb. 1-4

Ook kan worden geprobeerd het signaal niet van het 'hete' uiteinde van de spoel af te tappen, maar

van een aftakking (zie afb. 1-4).

Steeds geldt dat, hoe dichter de aftakking nabij het 'koude' uiteinde van de spoel (dat aan massa ligt)

wordt gekozen, hoe minder de kring wordt belast maar ook hoe kleiner het uitgangssignaal van de

detector is, met andere woorden, hoe zwaarder de eisen zijn die we moeten stellen aan de antenne

en aan de op de detector volgende LF versterker. Eventuele toepassing van een aardleiding resulteert

ook in een aanzienlijk sterker signaal.

De spoel kan natuurlijk worden gekocht (middengolftype). Voor dit soort eenvoudige toepassingen is

het echter eenvoudiger en goedkoper de spoel zelf te maken. Bovendien is experimenteren

(veranderen van aantal windingen, plaats van een aftakking enz.) met zo'n zelf gemaakte spoel veel

gemakkelijker en leerzamer. Voor middengolf toepassingen voldoet een spoel van circa 50 windingen

van geschikt dun wikkeldraad, naast elkaar gelegd om een ferrietstaaf, in het algemeen goed. De

eventuele koppelwikkeling (zo’n 6 tot 12 windingen) wordt met zo'n 5 mm tussenruimte, naast de

eigenlijke wikkeling gelegd.

Zo'n simpele diodeontvanger is niet alleen illustratief en leerzaam om mee te beginnen. Voor het

uitproberen van versterkerschakelingen vormt deze een logische en goedkope signaalbron en is

daarmee dus van onschatbare waarde voor onze experimenten.

Uiteraard heeft de diodeontvanger legio beperkingen waarvan de geringe selectiviteit wel de

voornaamste is. Daar is dus wel iets aan te doen zoals tot uiting kwam bij de behandeling van de

selectiviteit-verhogende variaties, maar het blijft een “éénkringer” met dienovereenkomstige,

7

bescheiden prestaties. Desalniettemin. . . voorzien van een versterkerschakeling wordt het een heuse

radio, door u zelf gemaakt. En ook al presteert een gekochte “echte” radio meer, die van ons geeft

veel meer voldoening.

Dit is trouwens een algemene stelregel in deze hobby: als het u erom te doen is voor weinig geld een

goed werkende, mooi ogende radio, versterker of wat dan ook, te verkrijgen, kunt u beter naar de

winkel gaan. Met een industrieel product valt niet te concurreren. Maar lol (anders dan uiteraard

luistergenot) heb je er ook niet van. Alles zijn doel, en dat van ons is het beleven van onze

hobby.

8

2 Eenvoudige versterkerschakelingen

Willen we een zwak signaal zoals bijvoorbeeld dat van een diodeontvanger, versterken, dan kunnen

we dat doen met een versterker die bijvoorbeeld bestaat uit een of meer transistortrappen.

Afb. 2-1

Afbeelding 2-1 geeft de eenvoudigste versterkerschakeling weer met, in dit voorbeeld, een

germaniumtransistor, afgekort Ge-transistor. De dimensionering van de onderdelen geschiedt aan de

hand van de rekenregels die achterin dit boek zijn opgenomen. Ook is aldaar een overzicht van de

verschillende gebruikte grootheden gegeven.

Voordat we aan het rekenen slaan, zullen we echter in het kort even opfrissen hoe het ook al weer

zat met die versterkende werking van een transistor.

Een transistor bestaat als het ware uit twee diodes die een gemeenschappelijke kathode (PNP

transistor) of een gemeenschappelijke anode (NPN transistor) hebben. Die gemeenschappelijke

kathode resp. anode noemen we de basis. Wanneer we, zoals in afb. 2-1, de basis-emitterdiode in

doorlaatrichting aansluiten (anode positief t.o.v. kathode; de pijl van het symbool in de richting van +

naar -), dan loopt er een stroom door die basis-emitterdiode. We noemen dat de basisstroom Ib. Die

stroom wordt begrensd door de weerstand Rb, immers Ib = URb / Rb. Nu vindt over de basis-

emitterdiode (over elke diode in doorlaatrichting geschakeld) een spanningsval plaats waarvan de

grootte afhankelijk is van het halfgeleidermateriaal (germanium of silicium) en van de grootte van de

(basis)stroom. Voor een germanium diode is die spanningsval zo'n 0,1 - 0,3V (de lage waarde voor

een kleine stroom, de hogere waarde voor een grotere stroom). Voor een silicium diode is dat zo'n

0,5 - 0,7V. We kunnen dit ook omkeren: de stroom is afhankelijk van de spanning over de diode.

Verhogen we die spanning, dan resulteert dat in een toename van de stroom, in dit geval de

basisstroom. Het omgekeerde geldt natuurlijk evenzeer.

Er is ook (zie afb. 2-1) een stroompad van de positieve voedingslijn via de basis-emitterdiode, de

basis-collectordiode en de collectorweerstand Rc naar de min-lijn, ondanks het feit dat de basis-

collectordiode in sperrichting staat. Via dit pad loopt echter alleen maar een (collector)stroom indien

wordt voldaan aan twee voorwaarden:

9

o er moet voldoende spanningsverschil bestaan tussen collector en emitter (tenminste 0,3V voor

kleine collectorstromen, tenminste 1V voor grotere collectorstromen)

o de basis-emitterdiode moet in geleiding zijn gestuurd, d.w.z. er moet een basisstroom lopen.

Indien aan deze voorwaarden wordt voldaan, loopt er een collectorstroom. Die collectorstroom Ic is

echter veel groter dan de basisstroom. De constante verhouding tussen Ic en lb noemen we de

stroomversterkingsfactor hFE (hFE = Ic / lb).

Via de basis-emitterdiode lopen dus twee stromen: de kleine basisstroom Ib en de veel grotere

collectorstroom Ic. Die twee stromen samengevoegd noemen we de emitterstroom Ie.2 In feite is dus

Ie = Ib + Ic maar omdat de basisstroom zo klein is in vergelijking tot de collectorstroom, stellen we

voor het gemak veelal Ie gelijk aan Ic.

Wanneer we bijvoorbeeld de basisstroom verdubbelen, verdubbelt ook de collectorstroom. Dat lijkt

niet zo schokkend, meer is het wel: het betekent namelijk dat ook elke basisstroomverandering

resulteert in een collectorstroomverandering die diezelfde factor hFE groter is. Die stroomverande-

ring wordt via de koppelcondensator geleverd door de bron als een wisselstroomsignaal. Dat wissel-

stroomsignaal komt aan de collector dus weer, versterkt met de factor hFE, tevoorschijn.

In versterkers zijn we in het algemeen echter meer geïnteresseerd in spanningsversterking. Dat nu is

de functie van de collectorweerstand Rc: de veranderende collectorstroom geeft over Rc een

veranderende spanningsval. De resulterende signaal-wisselspanning kunnen we dus over Rc

"afnemen".

Dan nu de dimensionering. De berekening gaat als volgt:

Gegeven:

Voedingsspanning UB = 9 V; gekozen collectorstroom Ic = 1 mA; Ge transistor met een

stroomversterkingsfactor hFE = 30, bijv. AC 125. De basis-emitterspanning Ube van een Ge transistor

in geleiding is altijd omstreeks 0,2 V.

Gevraagd:

De collectorweerstand Rc en de basisweerstand Rb.

Voor maximale uitsturing moet de collectorspanning midden tussen de beide uiterste uitgangs-

spanningsniveaus liggen, d.w.z. tussen UB en (Ue+)0,3 V. Uc moet dus gelijk zijn aan ½ (UB+0,3 V). Nu

wordt Uc bepaald door de spanningsval URc die Ic over Rc veroorzaakt, of wel URc= Ic.Rc.

Ook is URc = UB - Uc = UB- ½ (UB +0,3 V) = ½ (UB-0,3 V) zodat Ic.Rc =1/2(UB - 0,3 V) dus:

=

= = 4,35 kΩ. Keuze 4,7 kΩ.

Voor Rb geldt dat het spanningsverschil over Rb (dat is dus UB- Ub = UB-Ube) moet resulteren in een

voor de gekozen Ic benodigde basisstroom lb. Deze Ib is gelijk aan Ic/hFE, met andere woorden:

UB- Ube = lb.Rb = Ic/hFE-Rb, dus

= 264 kΩ. Keuze 270 kΩ.

2 In de elektronica loopt de stroom bij afspraak van hoog naar leeg, ofwel van + naar -. De feitelijke

elektronenstroom loopt echter in omgekeerde richting.

10

Afb. 2-2 Afb. 2-3

Afb. 2-4

In afb. 2-2 zien we dezelfde schakeling, doch nu voor een NPN silicium (Si) transistor met een

stroomversterkingsfactor van 200 (BC548). Let op de andere poling van de voeding en van de

electrolytische condensatoren (elco’s).

Afbeelding 2-3 geeft een alternatieve schakeling van een PNP transistor (in dit geval de Si-transistor

BC558 met een hFE = 200). Deze schakeling kan worden toegepast indien het om enige reden

ongewenst is, de plus van de voeding aan massa te hebben.

Afbeelding 2-4 is een iets afwijkende schakeling, die door toepassing van tegenkoppeling, een

stabielere instelling en een iets lagere vervorming heeft, zij het ten koste van enige versterking.

Bij al deze schakelingen, en dat blijkt ook wel uit de berekening, wordt de collectorstroom geheel

bepaald door de basisstroom (die op zijn beurt wordt geregeld door de grootte van Rb) en de

stroomversterkingsfactor hFE. Deze factor kan echter sterk variëren, zelfs bij transistoren van

eenzelfde type onderling. Bij een gegeven Rb kan dit dus resulteren in aanzienlijk variërende

collectorstromen bij verschillende transistorexemplaren. Met name in samengestelde schakelingen

zou dit het nodige in de war kunnen sturen. Het beste is daarom, de berekende waarde voor Rb naar

behoefte aan te passen aan de feitelijke hFE. Dit kan gedaan worden door een multimeter, ingesteld

op het mA-bereik, op te nemen in de collectorleiding. We veranderen Rb dan net zolang tot de

11

gewenste collectorstroom is bereikt (verhoging van Rb resulteert in lagere Ic; verlaging van Rb in

hogere Ic).

Indien we de versterkertrap gebruiken om het signaal van de diodeontvanger te versterken, dan

kunnen we de elco aan de ingang van de versterkertrap weglaten. De functie daarvan (uitsluiting van

wederzijdse gelijkspanningsbeïnvloeding) wordt al vervuld door de koppelcondensator van 0,1 μF

aan de uitgang van de diodeontvanger.

Om het signaal hoorbaar te maken kunnen we weer een hoogohmige oortelefoon aansluiten tussen

de uitgang van de versterker en massa.

12

3 Experimenteren, samenstellen van schakelingen

Alvorens verder te gaan, eerst iets over experimenteren en het samenstellen van schakelingen in

meer permanente vorm. Een voor elektronische experimenten bijna onmisbaar hulpmiddel is een

insteek-proefbordje. Deze zijn in verschillende uitvoeringen in de handel. De systematiek is evenwel

in alle gevallen dezelfde: een matrix die is gebaseerd op de afstand tussen twee pennen van een IC:

2,54 mm. De contacten zijn per rijtje onderling verbonden zodat hiermee doorverbindingen tot stand

kunnen worden gebracht. Voor de voedingslijnen zijn twee doorlopende rijen contacten beschikbaar.

Met behulp van een dergelijk bordje kunnen we snel schakelingen opzetten, uitproberen, wijzigen en

weer uit elkaar halen zonder te hoeven solderen of zonder noodzaak de aansluitdraden van

onderdelen te hoeven inkorten. Een aantal experimenteersnoertjes (snoertjes met aan beide zijden

een krokodilleklem) zijn even onontbeerlijk om bijvoorbeeld een schakeling te verbinden met een

batterij, een signaalbron, een oortelefoon of iets dergelijks.

Bij onze eerste experimenten zijn we in het algemeen aangewezen op een batterij. Uitgezonderd de

eindversterkerschakelingen en uiteraard de voedingsschakelingen, zijn de schakelingen uit dit boek

te voeden met een 9 V transistorbatterij. Een contra-strip voor het aansluiten van zo'n batterij kan

natuurlijk worden gekocht, maar evengoed kan voor dat doel de contactstrip van een lege 9V batterij

worden gebruikt.

Als we plezier in het experimenteren hebben gekregen, zal een experimenteervoeding al snel op het

verlanglijstje komen te staan. Voor zo'n voeding kunnen we een van de ontwerpen uit dit boek

kiezen. Een multimeter is al bijna evenzeer een “must”. Kies er een met een ingangsweerstand van

tenminste 20 kΩ/V. Als goed alternatief kan de elektronische V/mA-meter worden gebruikt, waarvan

het ontwerp is opgenomen in dit boek. Dit boek telt overigens nog een aantal andere schakelingen

voor nuttige testapparaatjes die eenvoudig en met weinig middelen zijn te maken (signaalgenerator,

kortsluittester, signaalvolger, transistor- en diodetester).

In zijn algemeenheid mag worden gesteld dat veel van de schakelingen uit dit boek zich lenen voor

uitvoering in meer permanente vorm. Het bekende (Vero) stripboard is dan de gemakkelijkste

oplossing. We maken gebruik van de uitvoering met (weer) een raster van 2,54 mm. Met een

figuurzaag kunnen we een stukje van het gewenste formaat van een grotere plaat afzagen.

Voor een aantal schakelingen zijn achterin dit boek ontwerpen voor stripboard-circuits opgenomen.

Denk er wel aan dat de koperstrippen hier en daar moeten worden onderbroken (bijv. met een

hobbymesje), onder andere daar, waar de horizontale lijnen onderbroken zijn getekend. Zie voorts

de stripboard-tips, opgenomen bij de voorbeelden.

Het is mede daarom aan te raden, het stripboard-ontwerp aan de hand van het principeschema na te

lopen. Dit verhoogt bovendien het inzicht hoe zo'n schakeling zelf op te zetten is. Overigens, ook de

gegeven ontwerpen moeten wellicht nog worden aangepast omdat de beschikbare onderdelen (met

name de condensatoren) van een afwijkende vorm of formaat kunnen zijn, vergeleken met die van

de in het ontwerp gebruikte onderdelen. Het is daarom raadzaam de onderdelen eerste 'droog' in de

gaatjes te steken en te kijken of alles past, alvorens de “print” definitief te maken (afzagen,

koperstrippen onderbreken enzovoort).

Voor het zelf ontwerpen van stripboard-circuits wordt het gebruik van gewoon ruitjespapier

aanbevolen. Het uitpuzzelen van de meest logische opbouw op zo klein mogelijke afmetingen is

overigens op zichzelf al een dankbaar hobby-onderdeel.

13

Tenslotte nog een paar algemene constructietips:

Vermijd lange leidingen (en dus ook lange koperstrippen), vooral in het HF-deel van een

radioschakeling en in die delen van de schakeling waar het signaalniveau laag is.

Aansluitsnoeren aan (hoogohmige) gevoelige versterkeringangen moeten worden afgeschermd

(afschermmantel aan één zijde aan massa leggen).

Transformatoren en wisselspanningsleidingen zo ver mogelijk weg houden bij signaalvoerende

leidingen en versterkeringangen.

Ingangsleidingen en uitgangsleidingen zo ver mogelijk van elkaar gescheiden houden.

Bij inbouw van een schakeling in een metalen chassis of behuizing, is het zinvol de massalijn op

één plaats met het chassis of de behuizing te verbinden ter verbetering van de afscherming.

Wanneer meerdere schakelingen in één behuizing worden ondergebracht, moet één centraal

massapunt worden gekozen. Het massapunt kan het beste steeds worden gekozen op de plaats

waar het signaalniveau het laagst is, bijvoorbeeld bij de (gevoeligste) ingang.

Gebruik IC-voetjes. Bij later eventueel “afbreken” van de schakeling wordt daarmee moeizaam

uitsolderen van lC's vermeden.

Vermogen dissiperende onderdelen (eindtransistoren, eindversterker-lC's, regeltransistoren in

voedingen enz.) moeten effectief worden gekoeld door, afhankelijk van het gedissipeerde

vermogen, toepassing van koelsterren, montage op een metalen koelplaat (chassis of kast) of op

een koelprofiel. Wel moeten we bedenken dat een eventuele metalen behuizing van het

onderdeel, vaak één van de aansluitingen vormt of daarmee elektrisch is verbonden. Daarom

moet in zo'n geval de behuizing elektrisch zijn geïsoleerd van de rest van de schakeling, met name

van massa, bijvoorbeeld door toepassing van geschikt isolatiemateriaal (micaplaatjes, nylon

busjes e.d.).

14

4 Transistorbasisschakelíngen

De in hoofdstuk 2 behandelde transistorschakelingen komen (m.u.v. afb. 2-4) weinig voor. De reden

is, zoals al werd gesteld, het feit dat de dimensionering te sterk afhankelijk is van de stroomverster-

kingsfactor van de gebruikte transistor, hetgeen voor serieproduktie niet acceptabel is. Gebruikelijker

zijn de schakelingen weergegeven in afb. 4-1 t/m 4-3 omdat deze slechts in zoverre van de hFE van

de gebruikte transistor afhankelijk zijn dat de eigenlijke hFE groter moet zijn dan welke in de

berekeningen gehanteerd is. De dimensionering geschiedt weer aan de hand van de rekenregels

achterin dit boek. Als voorbeeld de berekening van de schakeling uit afb. 4-1.

Gegevens: UB = 9 V; Ic = 1 mA. Transistor BC 548 (Si, minimum hFE 125).

Re zó kiezen, dat Ie (≈Ic) een spanningsval van circa 0,7V over Re veroorzaakt: Re = 0,7 V/ 1 mA = 680

ohm. Maximum uitsturing is mogelijk wanneer de collectorspanning midden tussen UB en Ue + 0,3 V

is ingesteld, m.a.w.:

= 4 kΩ. We kiezen 3,9 kΩ of 4,7 kΩ.

Afb. 4-1 Afb. 4-2

Afb. 4-3

15

De basis voorspanning moet gelijk zijn aan URe + Ube = 1,4 V. Dit wordt bewerkstelligd met de

spanningsdeler Rb1 en Rb2 waardoor een stroom van tenminste 10 x Ib moet lopen (zodat

basisstroom variaties geen noemenswaardige invloed op de instelling hebben).

I(Rb1 + Rb2) = 10 x Ic/hFE ofwel 10/125 mA.

Rb1 is dan

≈ 100 kΩ en Rb2 is

≈ 18 kΩ.

De condensator van 22 μF ontkoppelt de emitterweerstand. Zonder deze ontkoppelcondensator zou

de versterking van de schakeling zijn beperkt tot Rc/Re = 4,7 kΩ/680 Ω, d.w.z. circa 7 maal, als gevolg

van de dan bestaande wisselspanningstegenkoppeling.

Afb. 4-2 geeft de overeenkomstige schakeling weer voor een (Si) PNP transistor.

Afb. 4-3 is weer de alternatieve schakeling voor een PNP transistor met 'min aan massa’ (let op de

schakeling van de ontkoppelcondensator).

Alle tot dusverre behandelde transistorschakelingen zijn van het type gemeenschappelijke emitter-

schakeling (GES). De belangrijkste eigenschappen van dit type schakeling zijn:

Met name vanwege de hoge versterking, is de GES de meest voorkomende basisschakeling.

In sommige gevallen is een GES echter minder geschikt, bijvoorbeeld indien een signaal afkomstig

van een hoogohmige signaalbron of versterkeruitgang moet worden versterkt. De uitgangs-

impedantie van de signaalbron en de ingangsimpedantie van de versterkertrap vormen namelijk een

spanningsdeler. Dit is weergegeven in afb. 4-4. Het signaal Uin, dat effectief op de versterkeringang

aanwezig is, heeft een grootte van:

.

Afb. 4-4

- middelhoge ingangsimpedantie;

- middelhoge uitgangsimpedantie;

- hoge versterking.

16

Hoe hoger Ruit is in vergelijking met Rin, hoe minder er overblijft van het uitgangssignaal van de

signaalbron. In extreme gevallen kan de versterking van de voorgaande trap zelfs geheel worden

tenietgedaan. Men streeft om deze reden dan ook als regel naar versterkertrappen die een hoge

ingangsimpedantie en een lage uitgangsimpedantie hebben. In gevallen waarin het voorgaande niet

is te verwezenlijken, gebruiken we een 'impedantietransformator' ofwel een gemeenschappelijke

collectorschakeling (GCS), ook wel emittervolger genoemd. De belangrijkste eigenschappen van deze

schakeling, waarvan in afb. 4-5 een voorbeeld is gegeven, zijn de volgende:

Afb. 4-5

Dimensionering van de schakeling zal weinig problemen meer opleveren wanneer we aan de hand

van de rekenregels tewerk gaan: UB = 9 V; Ic = 1 mA. Si-transistor, hFE tenminste 125.

Re = 4,5 - 0,7 V / 1mA ≈ 3,9 kΩ.

Rb1 = Rb2 =

Ω

Vanwege de hoge ingangsimpedantie van de schakeling (meer dan 80 kΩ), kan de koppelcondensator

aan de ingang een lagere waarde hebben dan bij de GES het geval zou zijn. Om het nut van de

schakeling uit te testen, plaatsen we deze achter onze diodeontvanger en sluiten daarop een

oortelefoon aan. Hoewel de spanningsversterking kleiner is dan 1, nemen we toch een sterker signaal

waar, terwijl ook de selectiviteit iets beter is. Beide aspecten zijn het gevolg van de hogere ingangs-

impedantie van de schakeling in vergelijking met de impedantie van de oortelefoon waardoor de

ontvangkring minder wordt gedempt.

- hoge ingangsimpedantie;

- lage uitgangsimpedantie;

- lage versterking (spanningsversterking ≈ 1).

17

Afb. 4-6 Afb. 4-7

In afb. 4-6 zien we een GCS met een PNP transistor, op alternatieve wijze geschakeld (min aan

massa). Volledigheidshalve is in afb. 4-7 de weinig gebruikte gemeenschappelijke basis schakeling

(GBS) weergegeven. De belangrijkste eigenschappen hiervan zijn:

- lage ingangsimpedantie;

- hoge uitgangsimpedantie;

- lage versterking (stroomversterking ≈ 1);

- hogere grensfrequentie dan GES of GCS.

18

5 Eenvoudige samengestelde transistorschakelingen

De meeste signaalbronnen (bijv. onze diode-ontvanger, een microfoon, een magneto-dynamisch

opneemelement enz.) leveren maar een signaal van een paar mV. Aan de ingang van een eind-

versterker is echter al gauw het 100-voudige nodig om deze tot het maximum vermogen uit te

kunnen sturen. Eén transistortrap kan een dergelijke versterking niet leveren, reden waarom een

transistor ( voor)versterker wordt uitgevoerd met meerdere achter elkaar geschakelde transistor-

trappen, bijv. van het type GES.

Verder is het zo dat in elke transistortrap enige vervorming van het signaal optreedt. Om die

vervorming binnen de perken te houden, kunnen we signaaltegenkoppeling toepassen. Dit houdt in

dat we via een spanningsdeler een deel van het uitgangssignaal zodanig terugvoeren naar de

ingangstrap, dat het in tegenfase is met het ingangssignaal. We vergelijken als het ware het

(proportioneel verzwakte) uitgangssignaal met het ingangssignaal door het ervan af te trekken

(reden waarom het signaal in tegenfase moet worden teruggekoppeld). Het verschilsignaal corrigeert

de vervorming als gevolg van de tegenfase waarmee het de versterker weer ingaat. Zo'n tegen-

koppeling gaat echter wel ten koste van de versterking zodat we meer trappen moeten toepassen

om dezelfde versterking te verkrijgen als zonder tegenkoppeling. Kortom: we plaatsen een aantal

basisschakelingen achter elkaar en passen zo mogelijk tegenkoppeling toe. Voor elke volgende trap

kiezen we als regel een iets hogere collectorstroom (zie ook algemene opmerking 1 bij de

rekenregels achterin dit boek).

In afb. 5-1 zien we twee GES versterkertrappen (vergelijk met afbeeldingen 2-4 en 4-1) recht toe

recht aan achter elkaar geschakeld, onderling gescheiden door een koppelcondensator. Deze

condensator geeft het (wisselspannings)signaal door maar voorkomt dat de (gelijkspannings-)

instelling van de ene trap die van de andere trap beïnvloedt.

Afb. 5-1

Onder bepaalde voorwaarden kunnen we de trappen ook direct aan elkaar koppelen (d.w.z. zonder

koppelcondensator), namelijk wanneer de collectorspanning Uc van de eerste trap gelijk is aan de

basisvoorspanning Ub van de tweede trap. De gelijkspanningsinstellingen van één of beide trappen

19

moeten daartoe veelal worden aangepast. Een voorbeeld van een dergelijke direct gekoppelde

schakeling zien we in afb. 5-2: Uc(T1) = Ub(T2) = circa 3 V.

Naast het feit, dat we bij directe koppeling een paar onderdelen minder nodig hebben, is een

bijkomend voordeel dat een directe koppeling niet frequentie-afhankelijk is. Een condensator vormt

namelijk een grotere wisselstroomweerstand voor lagere frequenties dan voor hogere.

Afb. 5-2

Afb. 5-3

Soms kan het handiger zijn voor de eerste of de tweede trap een PNP transistor (met min aan massa)

te kiezen. Het is namelijk steeds een kwestie van afwegen, wat voor type transistor (NPN of PNP) te

kiezen in elke positie opdat het te compenseren gelijkspanningsverschil tussen de beide trappen zo

klein mogelijk is. We hoeven dan de meest logische dimensionering zo min mogelijk geweld aan te

doen. In afb. 5-4 is een voorbeeld weergegeven van een direct gekoppelde voorversterker met een

NPN en een PNP transistor.

Zowel in afb. 5-2 als in afb. 5-4 is een plaats voor een eventuele tegenkoppeling ("tk") aangegeven,

Dit kan een (vrij grote) weerstand, een condensator of een RC-netwerk (zie afb. 5-3) zijn. Bij

signaaltegenkoppeling voeren we, zoals eerder in dit hoofdstuk werd gesteld, middels een

spanningsdeler een deel van het uitgangssignaal terug naar de ingangstrap. Dit verlaagt weliswaar de

versterking A3 , maar vermindert ook de vervorming door de corrigerende werking ervan. De

3

20

spanningsdeler wordt hier gevormd door enerzijds de tegenkoppelweerstand (cq. de wisselstroom-

weerstand4 van de condensator of het RC-netwerk) en anderzijds de emitterweerstand van T1. Het

signaal op het knooppunt van deze beide 'weerstanden' wordt dus via de emitter van T1 aan de

ingangstrap toegevoerd. Om na te gaan of we bij signaalterugkoppeling, tegen- dan wel mee-

koppeling verkrijgen, moeten we de fase van het signaal in de schakeling nalopen met de volgende

vuistregels in gedachten:

- Bij een transistortrap is het emittersignaal in fase met het basissignaal. Het collectorsignaal is met

het basissignaal in tegenfase.

- Een signaal dat in fase is met het ingangssignaal (aan de basis van de ingangstransistor) en dat aan

de basis van de ingangstransistor wordt toegevoerd, veroorzaakt meekoppeling; toegevoerd aan

de emitter veroorzaakt het tegenkoppeling. Het omgekeerde geldt voor een signaal dat in

tegenfase is met het ingangssignaal.

Bij tegenkoppeling via een condensator of een RC-netwerk wordt de tegenkoppeling voorts

frequentie-afhankelijk, Dit komt omdat, zoals eerder al werd gesteld, een condensator voor hogere

frequenties een lagere wisselstroomweerstand vormt dan voor lagere frequenties, Dientengevolge is

de versterking voor hogere frequenties minder dan voor lagere frequenties.

Afb. 5-4

Een RC-tegenkoppeling vinden we bijvoorbeeld in een MD-toonopnemer-voorversterker. De tegen-

koppeling brengt daarin de RIAA-correctie aan (ophalen lage tonen, iets onderdrukken hoge tonen).

In dit stadium beperken we ons tot het principe. Later komt een complete MD-toonopnemer-

voorversterker aan de orde.

We zouden het signaal ook via een condensator in fase kunnen terugkoppelen naar de ingangstrap,

in dat geval naar de basis van T1 (meekoppeling, het ingangssignaal versterkend). De schakeling

verandert daarmee in een oscillator, een zogenaamde a-stabiele multivibrator. Ook deze schakeling

4 Wisselstroomweerstand van een condensator

21

komt later uitvoeriger aan de orde. Wel kunnen we in dit stadium het effect van een op dergelijke

wijze geschakelde condensator (waarde variëren tussen 0,1 μF en 10 pF) beoordelen.

Wanneer een hoge ingangsimpedantie is gewenst, kiezen we een GCS als eerste trap. In afb. 5-5 zien

we een dergelijke schakeling, bestaande uit een GCS en een GES, direct gekoppeld

(Ue(T1) = Ub(T2) ≈ 3,8 V).

Afb. 5-5

Afb. 5-6

De GCS belast door zijn hoge ingangsimpedantie de signaalbron maar weinig, terwijl ook in de

koppeling maar weinig signaalverlies optreedt omdat de uitgangsimpedantie van de GCS laag is in

vergelijking tot de ingangsimpedantie van de GES. Het nadeel is dat de GCS zelf geen (spannings-)

versterking geeft.

22

Als het signaal aan de uitgang van de GES nog niet sterk genoeg is, schakelen we er een tweede GES

trap achteraan. Afb. 5-6 geeft een dergelijke schakeling weer. In dit geval is gekozen voor een

dubbele GES schakeling met signaaltegenkoppeling, capacitatief gekoppeld aan een impedantie-

transformator. De reden voor de capacitatieve koppeling is gelegen in het feit, dat daardoor de Ub en

dus ook de Ue van T2 laag kan worden gehouden (respectievelijk 0,9 en 0,3 V), waardoor ook nog

een betrekkelijk lage Uc mogelijk is. Immers, deze spanning (≈ 3 V) is ook de Ub van T3. De signaal-

tegenkoppeling tussen T3(c) en T2(e) beperkt de versterking tot Rtk/Re(T2) = 100 kΩ / 470 Ω ≈ 20.

In afb. 5-7 is als alternatief gekozen voor een geheel direct gekoppelde configuratie.

Afb. 5-7

We zullen de dimensionering en de transistorkeuze van deze samengestelde transistorschakeling

weer eens uitvoerig nalopen:

T1: Ie = Ic = 0,5 mA; hFE > 125. NPN (Si) transistor.

lb = Ic/hFE = 0,004 mA

Rb1 + Rb2 =

Rb1 = Rb2 = 470 kΩ

Re =

T2: Ic = 0,5 mA; hFE > 125. NPN (Si) transistor.

Ub = URe(T1) = 3,8 V. Ue is dus 3,8 - 0,7 = 3,1 V.

Re zou dan =

moeten zijn.

Ontkoppelen resulteert in een te hoge versterking van deze trap. We splitsen Re dus in

Re1 = 5,6 kΩ en Re2 = 270 Ω (Re1 ontkoppelen met elco van circa 22 à 47 μF).

23

Uc moet halverwege UB en Ue + 0,3V worden bepaald, d.w.z. op 9V - (9 - 3,4 V) = 6,2 V.

Rc = 2,8 V / 0,5 mA =5,6 kΩ.

T3: Omdat Uc(T2) = Ub(T3) = 6,2 V, kan in dit geval het beste een PNP (Si) transistor worden

gekozen; dit levert namelijk het grootste uitstuurgebied op:

Ic = 1 mA; hFE > 125. PNP (Si) transistor (omgekeerd).

Ue = 6,2 + 0,7V = 6,9 V. Re =

2,2 kΩ (ontkoppeld).

Uc midden tussen Ue - 0,3 V en 0 V, dus circa 3,3 V.

URc = 3,3 V / 1 mA = 3,3 kΩ.

(Signaal)tegenkoppelweerstand Rtk gekozen ter grootte van 56 kΩ. De versterking is dan

56 kΩ/270 Ω ≈ 200 maal.

24

6 Eenvoudige radioschakelingen met HF-versterking, Field Effect Transistoren (FET's)

In de eerdere radioschakelingen werd het HF-signaal steeds direct na de ontvangkring gedetecteerd

en omgezet in een laagfrequent (LF) signaal. In afb. 6-1 is een schakeling gegeven waarin het

geselecteerde HF-signaal eerst nog wordt versterkt met een speciale HF-transistor alvorens detectie

plaats vindt. De LF-versterkertrap is verder conventioneel. Overigens, ook de HF-trap ziet er bekend

uit: slechts de koppelcondensatoren (en in het eventuele geval de ontkoppelcondensatoren) zijn veel

lager dan we gewend zijn in LF-schakelingen.

Afb. 6-1

Afb. 6-2

De waarde van Re van T1 kan naar behoefte worden aangepast teneinde de versterking van de HF-

trap in de hand te houden. Er moet wèl rekening worden gehouden met het feit, dat in HF-

schakelingen snel parasitaire capaciteiten in de bedrading kunnen optreden, zeker bij provisorisch

25

opgezette schakelingen (lange leidingen). Het gevolg daarvan kan zijn dat het versterkte HF-signaal

weer in fase op de basis van T1 terecht komt en dus opnieuw wordt versterkt. De schakeling gaat dan

oscilleren (genereren), waardoor de normale werking wordt verstoord.

Overigens is het resultaat van deze schakeling nog niet zoveel beter dan dat van eerdere

schakelingen. Hooguit is de gevoeligheid wat toegenomen. We hebben nu echter de mogelijkheid het

versterkte HF signaal beheerst terug te voeren naar de ontvangkring zodat de gewenste frequentie

opnieuw (en dus beter) kan worden geselecteerd. De selectiviteit neemt hierdoor sterk toe. Het

signaal wordt daartoe (zie afb. 6-2) via een trimmer toegevoerd aan de koppelwikkeling die we

eerder als mogelijke antenneaansluitíng gebruikten. Afhankelijk van de aansluitwijze van deze

wikkeling (proberen), wordt het signaal in fase of in tegenfase naar de ontvangkring teruggekoppeld.

Alleen bij terugkoppeling in fase (meekoppeling) treedt het gewenste effect op. De trimmer moet zó

worden ingesteld dat de schakeling, ook in het hoge deel van de frequentieband, net niet genereert,

d.w.z. net niet gaat fluiten (de zogenaamde 'Mexicaanse hond').

Behalve de terugkoppeling is bovendien als extra variant een vollediger detectieschakeling toegepast

hetgeen resulteert in een sterker signaal (signaalspanningsverdubbeling door middel van tweede

diode) en een iets beter geluid.

GSS GDS

Rs (Ω) 220 680 1 k 1,5 k 2,2 k 4,7 k 10 k 22 k Ug (V) -0,4 -0,65 -0,75 -0,85 -0,9 -1,0 -1,05 -1,1 Id (mA) 2 2 0,75 0,5 0,4 0,2 0,1 0,05 Rd (Ω) 1 k 1,8 k 2,7 k 3,9 k 4,7 k - - -

NB Ud moet, ook bij maximale uitsturing, bij voorkeur zo'n 4 V hoger blijven dan Us. Voor een optimale instelling kiezen we daarom Ud midden tussen UB en Us + 4V, met andere woorden:

Rd =

. Voor UB = 9 V resulteert dit in de aangegeven waarden.

Afb. 6-3

26

In de schakelingen van afb. 6-4 en 6-5 is een veld effect transistor (FET) gebruikt als HF-versterker.

Ter toelichting van het gebruik van FET's, eerst het volgende: De meest in het oog lopende

verschillen tussen een FET en een 'normale' (bipolaire) transistor, zijn:

een FET heeft een veel hogere ingangsimpedantie;

de gate-voorspanning is negatief t.o.v. de source, veelal zo'n 0 tot -3V.5

De negatieve gatevoorspanning wordt verkregen door een veelal ontkoppelde weerstand Rs in de

sourceleiding (zie afb. 6-3). De drainstroom Id veroorzaakt over deze weerstand een spanningsval

waardoor de source positief wordt t.o.v. massa. De gate heeft, als gevolg van de gateweerstand Rg

dezelfde potentiaal als massa. De verwaarloosbaar kleine gatestroom (de ingang is immers zeer

hoogohmig) veroorzaakt over deze gateweerstand geen spanningsval van betekenis. We kiezen Rg

wel voldoende hoog om daarmee het hoogohmige karakter van de ingang niet teniet te doen.

Een grotere Rs resulteert in een grotere negatieve gatevoorspanning hetgeen op zijn beurt een

lagere drainstroom Id tengevolge heeft, en omgekeerd. Omdat de lagere drainstroom weer in een

relatief kleinere spanningsval over Rs resulteert, is het verband tussen Rs en Id niet in eenvoudige

rekenregels vast te leggen.

Ook bij FET's kennen we drie basisschakelingen: De GSS (vergelijk met de GBS), de GDS (vergelijk met

GCS) en de GGS (vergelijk met GBS). In afb. 6-3 zijn de twee voor ons belangrijkste basisschakelingen

weergegeven, de GSS en de GDS. De GDS heeft een nog hogere ingangsimpedantie dan de GSS, zij

het ten koste van de spanningsversterking (nagenoeg 1, vergelijk met GCS). Voor een representatieve

FET, de BF245A, zijn een aantal waarden voor Rs met resulterende Ug en Id, alsmede de daarbij

aangepaste Rd in tabelvorm weergegeven (afb. 6-3). Voor de condensatoren gelden dezelfde

principes die we hebben gezien bij de eerdere transistorschakelingen.

In afb. 6-4 zien we een FET in de HF-versterkingspositie. De verbetering is gelegen in de veel hogere

ingangsimpedantie van een FET in vergelijking met een 'gewone' transistor. De ontvangkring wordt

daardoor minder belast, hetgeen een betere selectiviteit tot gevolg heeft.

De gate is direct gekoppeld aan de ontvangkring, waardoor een aparte gateweerstand achterwege

kan blijven. Ten aanzien van de terugkoppeling gelden dezelfde opmerkingen als bij de schakeling

van afb. 6-2.

In afb. 6-5 is een aantal variaties weergegeven (ook afzonderlijk toepasbaar):

- afstemspoel met bijv. 15 i.p.v. 50 wikkelingen (geeft ontvangst van het lage deel van de KG-band).

- continue regelbare (Rtk) terugkoppeling (essentieel wanneer voor KG-ontvangst wordt gekozen).

- inschakelbare condensator, parallel aan de afstemcondensator (inschakeling verlaagt het

frequentiegebied, waardoor de ontvangstmogelijkheden worden vergroot).

- completer detectiecircuit.

- volumeregeling (Rv); kies hiervoor een logarithmische potentiometer.

5 Dit geldt alleen voor een zgn. N-kanaal FET. Voor een P-kanaal FET geldt een positieve voorspanning.

De in dit boek beschreven FET's zijn alle van het N-kanaal type.

27

Afb. 6-4

Afb. 6-5

Voor optimale ontvangst is het nodig om voor elke afstemming de terugkoppeling bij te regelen.

Aanbevolen wordt voorts, uit te proberen welk aantal windingen van de antennespoel en de

terugkoppelspoel het beste resultaat geeft met de beschikbare antenne, en welke componenten-

waarden het beste voldoen voor de terugkoppelcondensator en de emitterweerstand van T2.

28

7 Versterkerschakelingen met OpAmps; Voor- en regelversterkers

Tot dusverre hebben we ons bezig gehouden met discrete versterkende componenten als

transistoren.

Tegenwoordig worden in toenemende mate IC's (integrated circuits = geïntegreerde schakelingen)

toegepast. Deze zijn als regel meer gespecialiseerd, veelal ontworpen voor één bepaald doel en

daardoor minder universeel toepasbaar. Een van de gunstige uitzonderingen hierop is de uiterst

veelzijdige OpAmp (operational amplifier = operationele versterker). In dit boek komt slechts een

beperkt aantal OpAmp-toepassingen aan bod. Voor verdere informatie en toepassingen wordt

verwezen naar publicaties die de OpAmp meer specifiek als onderwerp hebben.

In wezen is een OpAmp een spanningsversterker met een zeer hoge “open-lusversterking' (veelal

hoger dan 20.000, soms tot wel 1.000.000 toe), een hoge ingangsimpedantie en een lage

uitgangsimpedantie.

Afb. 7-1

Voor wat betreft symbool en aansluitingen, wordt verwezen naar afb. 7-1. Daarin is te zien dat een

OpAmp twee ingangen heeft: een inverterende en een niet-inverterende ingang, aangegeven met

resp. - en +. Inverteren wil in dit verband zeggen: omkeren van fase.

In wezen wordt het spanningsverschil dat tussen de beide ingangen bestaat, versterkt.

Moet de uitgangsspanning positief zowel als negatief kunnen gaan t.o.v. de nullijn, zoals bijv. in

sommige meetversterkertoepassingen noodzakelijk is, dan is een dubbele, symmetrische voeding

vereist (+ UB, O, - UB). De in- en uitgangen krijgen dan de nulpotentiaal (massa).

Wordt bij een symmetrische voeding, de inverterende ingang positief t.o.v. de niet-inverterende

29

ingang, dan wordt de uitgang negatief t.o.v. de nullijn en omgekeerd. Door de grote open-lus-

versterking, resulteert een minimaal spanningsverschil tussen de beide ingangen al in een maximale

uitgangsspanníng. Deze eigenschap wordt in sommige schakelversterkertoepassíngen benut. Voor

meetversterker- of signaalversterkertoepassingen willen we echter de signaalvariaties versterken. De

versterkte signaalvariaties moeten daartoe binnen het uitstuurgebied van de OpAmp blijven omdat

anders miswijzing of vervorming het gevolg zou zijn. Daarom wordt in dergelijke toepassingen de

versterking aan banden gelegd d.m.v. tegenkoppeling ('ges1oten lus').

Het voordeel van toepassing van (sterke) tegenkoppeling is bovendien de drastische afname van de

vervorming hetgeen bij audiotoepassingen van groot belang is.

Opmerking.' Bij de goedkopere OpAmp-types is het uitgangsspanningsbereik een paar volt

minder dan het voedingsspanningsbereik. Sommige duurdere types kunnen echter tot aan de

voedingsspanningsniveaus worden uitgestuurd.

In afb. 7-1 is voorts een condensator voor frequentiecompensatie alsmede een off-set-regeling

weergegeven. Hierop wordt aan het eind van dit hoofdstuk nader teruggekomen.

Afb. 7-2 geeft een viertal basis-versterkerschakelingen van OpAmp's (gelijk- of wisselspannings-

versterkers) met tegenkoppeling. Bij de afzonderlijke schakelingen is de relatie tegenkoppeling

versus versterking aangegeven. Voor de duidelijkheid zijn alleen in- en uitgangen weergegeven.

Wat betreft de waarden van R1 en R2 geldt in alle gevallen dat R1 in het algemeen niet kleiner dan

zo'n 220 Ω, R2 niet groter dan zo'n 1 MΩ mag zijn De versterking (bepaald door de onderlinge

verhouding van R2 en R1) dient bij voorkeur niet groter dan 200, zeker niet groter dan 1000 te zijn.

Als een bijzonder geval van de niet-inverterende versterker (afb. 7-2b) is een 'impedantie-omzetter'

te beschouwen. We maken R1 dan als het ware oneindig groot door deze weg te laten, en maken

R2 = 0 Ω door in plaats van R2 een doorverbinding aan te brengen. Dit resulteert in een 100%

tegenkoppeling bij een spanningsversterking= 1. Een dergelijke schakeling biedt de hoogst mogelijke

ingangsimpedantie.

30

Afb. 7-2

In de afbeeldingen 7-3 en 7-4 is een tweetal uitwerkingen van een inverterende versterker als

wisselspanningsversterker weergegeven (koppelcondensatoren aan in- en uitgang); afb. 7-3 met een

dubbele, symmetrische voeding; afb. 7-4 met een enkele voeding. In dit laatste geval zijn de in- en

uitgangsspanningen niet gerefereerd aan de nullijn maar aan de halve voedingsspanning. Deze halve

voedingsspanning wordt verkregen met behulp van een spanningsdeler, bestaande uit twee gelijke

31

weerstanden (waarde niet kritisch), voor wisselspanningen ontkoppeld door middel van een elco. De

in- en uitgangsspanningen variëren nu rond deze referentiepotentiaal (de halve voedingsspanning).

Het voordeel van een inverterende versterker t.o.v. een niet-inverterende versterker is de kleinere

kans op ongewenste meekoppeling (het uitgangssignaal is in tegenfase met het ingangssignaal). Als

nadeel geldt, dat als gevolg van weerstandwaardebeperkingen, de ingangsimpedantie van de hele

schakeling relatief laag blijft indien ook nog een behoorlijke versterking is gewenst

(bijv. gewenste versterking = 100; R2 = 10 MΩ, R1 en dus de ingangsimpedantie = 100 kΩ).

Afb. 7-3

Afb. 7-4

32

Afb. 7-5

Afb. 7-6

Afb. 7-5 geeft een voorbeeld van een niet-inverterende versterker met symmetrische voeding;

afb. 7-6 een niet-inverterende versterker met asymmetrische voeding. Bij deze schakeling kan de

ingangsimpedantie hoog worden gehouden in welk geval de maximale gevoeligheid wordt bereikt.

Wanneer echter ook een hoge versterking wordt toegepast, bestaat het gevaar van ongewenste

meekoppeling waardoor de schakeling kan gaan oscilleren (uitgangssignaal is in fase met het

ingangssignaal).

In afb. 7-7 is een variant op de schakeling van afb. 7-6 gegeven: de inverterende ingang ligt hier niet

(via R1) aan de referentiespanning, maar 'zweeft' en is via een elco aan massa gekoppeld. Dit kan

omdat de niet-inverterende ingang al (via R3) aan de referentiepotentiaal ligt. Als gevolg van de hoge

ingangsimpedantie van de OpAmp, blijft de ingangsstroom minimaal, waardoor deze over R3 geen

spanningsval van betekenis veroorzaakt. De ingangsimpedantie is hoog gehouden (1 MΩ) zodat met

een relatief kleine koppelcondensator aan de ingang kan worden volstaan. Om de ingangsimpedantie

van de schakeling toch aan te passen aan de impedantie van de signaalbron (om een optimale

frequentieoverdracht te krijgen), wordt eenvoudig een weerstand Rx ter grootte van de gewenste

33

ingangsimpedantie over de ingang geplaatst. De ingangsimpedantie, gezien vanuit de signaalbron, is

dan gelijk aan Rx terwijl de ingangsimpedantie van de schakeling zelf, hoog blijft.

afb. 7-7

Afb. 7-8

Als variant op afb. 7-7 is in afb. 7-8 een complete MD-pick up-voorversterker weergegeven. De

ingangsimpedantie is 47 kΩ (meest gebruikelijke waarde). De RIAA-correctie vindt plaats door

tegenkoppeling via een RC-netwerk (vergelijk met bespreking van afbeeldingen 5-2 en 5-4). De

wisselstroomweerstand van dit netwerk bedraagt circa 950 kΩ bij 20 Hz, 100 kΩ bij 1000 Hz en

10,5 kΩ bij 20.000 Hz. Dit resulteert in een versterking van circa 100 × bij 1.000 Hz, 950 × (+ 19,5 dB)

bij 20 Hz en 10,5 × (-19,5 dB) bij 20.000 Hz.

Ook kan, zoals is aangegeven in afb. 7-9, een toonregel netwerk worden opgenomen in het tegen-

34

koppelcircuit. Hiermee hebben we een regelversterker met gescheiden hoge en lage tonenregeling

verkregen.

afb. 7-9

afb. 7-10

Door de schakelingen van afbeeldingen 7-8 en 7-9 te combineren en te voorzien van een keuze-

schakeling en een volumeregelaar, verkrijgen we een complete regelversterker met ingangen voor

een MD pick-up en bijvoorbeeld een tuner of cassette-deck (zie afb. 7-10 voor de samenstelling;

eventueel twee maal uit te voeren voor stereogebruik). Deze combinatie kan ook uitstekend worden

gebruikt als hoofdtelefoonversterker. De hoofdtelefoon (hoog- of laagohmig) wordt dan aangesloten

via een weerstand van 100 Ω (om te voorkomen dat de OpAmp van de toonregelversterker wordt

overbelast bij toepassing van een laagohmige hoofdtelefoon).

35

Tenslotte is een tweetal schakelingen voor een mengversterker gegeven. De weerstanden van 22 kΩ

(afb. 7-11) en 100 kΩ (afb. 7-12) voorkomen wederzijdse beïnvloeding van de regelpotentiometers.

Het signaalverlies in deze weerstanden wordt bij de schakeling van afb. 7-11 gecompenseerd met

een extra versterkertrap. Meer kwaliteit levert de schakeling van afb. 7-12 op. Hier is een OpAmp als

sommeerversterker geschakeld (vergelijk met afb. 7-2d), ingesteld op een versterking van 5 × (naar

behoefte aan te passen). Aan één of meer ingangen kan desgewenst een voorversterker worden

geschakeld om een hogere ingangsgevoeligheid te bereiken en eventueel de RIAA-correctíe aan te

brengen.

afb. 7-11

afb. 7-12

Voor stereotoepassingen moet de gehele schakeling weer in tweevoud worden uitgevoerd.

Naast goedkope universele OpAmp's als de bekende 741, zijn duurdere uitvoeringen op de markt die

een hoger prestatieniveau hebben betreffende een of meerdere eigenschappen (versterking,

ingangsimpedantie, schakelsnelheid, ruisniveau, uitstuurbaarheid etc.).

Zo biedt de LM 301 een laag ruisniveau en zou daarmee dus goed in de MD-voorversterker kunnen

worden toegepast. De CA 3130 heeft een hoge versterking, een zeer hoge ingangsimpedantie en is

36

uitstuurbaar tot aan de voedingsspanningsniveau's, terwijl de CA3140 over de gehele linie een

verbeterd prestatieniveau biedt en ook tot aan de voedingsspanningsniveau's uitstuurbaar is.

Wel hebben sommige 0pAmp°s, bijv. de LM 301 en de C A3130, een extra condensator nodig voor

frequentiecompensatie (zie ook afb. 7-1). Deze wordt dan, althans bij de genoemde types, tussen de

punten 1 en 8 aangesloten. Een waarde van omstreeks 50 pF voldoet bij de meeste audio-

toepassingen. Hoe groter de ingestelde versterking, hoe kleiner de condensator kan zijn en

omgekeerd. De condensator beïnvloedt (verkleint) namelijk het product van de versterking en de

bandbreedte.

In sommige gevallen, bijv. bij meetversterkers, kan het gewenst zijn dat de uitgangsspanning in

rusttoestand (d.w.z. geen ingangssignaal) nauwkeurig op 0 volt (bij gebruik van een dubbele,

symmetrische voeding) of op het niveau van de referentiepotentiaal kan worden afgeregeld. Dit is de

zogenaamde off-set regeling (zie ook afb. 7-1). Hiertoe wordt dan een instelpotentiometer van

omstreeks 10 kΩ gebruikt die, althans bij de behandelde types, wordt aangesloten tussen de punten

1 en 5 van de OpAmp, met het middencontact aan de minlijn. We zullen deze regeling tegenkomen

bij de behandeling van de elektronische V/mA meter, verderop in dit boek.

De getoonde schakelingen kunnen, zeker bij gebruik van OpAmp's die tot de voedingspannings-

niveau's uitstuurbaar zijn, worden gevoed met een enkele 9V voeding (batterij). Voor de 741 en de

LM 301 geeft een hogere voedingsspanning in het algemeen betere resultaten omdat de OpAmp dan

minder snel wordt overstuurd, indien toegepast in schakelingen met een relatief hoog signaalniveau.

Opmerking: De maximale voedingsspanning voor de CA 3130 is 16 volt. De overige genoemde

OpAmp's kunnen hogere voedingsspanningen (tot zo'n 30 à 36 volt) verdragen.

37

8 Eindversterkerschakelingen

We zijn nu toegekomen aan de laatste trap in audioversterkers: de eindversterker.

Tot nu toe werd het signaal, na door een voorversterker en eventueel een regelversterker te zijn

versterkt, weergegeven met behulp van een weinig vermogen vragende hoogohmige hoofdtelefoon

of oortelefoon. Om luidsprekers uit te sturen is veel meer vermogen noodzakelijk. Dit houdt in dat in

eindversterkers, met name indien belast met laagohmige luidsprekers, aanzienlijk hogere belastings-

stromen nodig zijn in vergelijking met de hooguit enkele mA die in voorversterkers het werk

afkunnen.

De eindtransistoren moeten de hoge collectorstroom dus kunnen verwerken. Voorts wordt niet al

het toegevoerd elektrisch vermogen overgedragen aan de belasting (de luidspreker). Afhankelijk van

het rendement van de trap, wordt een aanzienlijk deel van het vermogen door de eindtransistoren

omgezet in warmte ('gedissipeerd'). De eindtransistoren moeten dit verliesvermogen dus ook kùnnen

dissiperen terwijl de ontwikkelde warmte effectief moet worden afgevoerd (koeling).

Een typisch eindversterkerprobleem is de met het voorgaande verband houdende temperatuurs-

instabiliteit van transistoren: de collectorstroom neemt toe naarmate de transistor heter wordt,

terwijl de hogere collectorstroom op zijn beurt weer sterkere verhitting van de transistor in de hand

werkt. Dit effect treedt weliswaar ook op in voorversterkers maar is daarin veel minder gepronon-

ceerd en kan gemakkelijker in de hand worden gehouden. Dit is ondermeer de functie van de

emitterweerstanden in voorversterkertrappen. In hoogvermogen eindversterkers zijn serieuzere

maatregelen noodzakelijk, veelal in de vorm van specifieke tegenkoppelingen, temperatuur-

afhankelijke componenten en dergelijke.

Kortom, het ontwerpen, berekenen en construeren van goede, hoogvermogen eindtrappen is een

complexe aangelegenheid en daarom iets waaraan maar weinig elektronica-hobbyisten zich wagen.

Om die redenen beperken we ons dan ook tot het opzetten en dimensioneren van de principiële

transistor-eindversterkerschakelingen. Ook zijn een paar voorbeelden gegeven van IC-eind-

versterkers, gebruikmakend van de door de fabrikant bij de IC's geleverde schakelvoorbeelden. De

hoogvermogen Hi-Fi eindversterker blijft echter het terrein van de specialist.

In afbeeldingen 8-1 tot en met 8-3 zijn enkele van de allereenvoudigste laagvermogen transistor-

eindtrappen gegeven. Eigenlijk is hier niets nieuws onder de zon: afb. 8-1 en 8-2 zijn beide GES-

schakelingen waarin de collectorweerstand is vervangen door een hoogohmige luidspreker; afb. 8-3

is een GCS-schakeling, vooraf gegaan door een GES-trap om in extra versterking te voorzien.

De dimensionering van alle schakelingen is gebaseerd op een collectorstroom van omstreeks 15 tot

20 mA. De emitterweerstanden kunnen tot op zekere hoogte worden gevarieerd om de

ingangsgevoeligheid aan te passen aan het uitgangsniveau van de voorgaande versterker, teneinde

te voorkomen, dat de eindversterker wordt overstuurd, hetgeen zou resulteren in onacceptabele

vervorming (wel oppassen bij verhogen van Re van T1 in de schakeling van afb. 8-3: dit beïnvloedt de

hele eindversterkerschakeling en vergroot met name de collectorstroom van T2). Wanneer we

toevallig een hoogohmige luidspreker in ons bezit hebben of er goedkoop aan kunnen komen, is het

dus mogelijk om met een minimaal aantal extra onderdelen een echt nog wel behoorlijke

luidsprekerweergave van bijv. onze vertrouwde diodeontvanger met voorversterker, mogelijk te

maken. Bezit u echter niet zo'n hoogohmige luidspreker, dan kunt u zich beter direct richten op een

van de latere ontwerpen, die gebruik maken van een meer courante laagohmige (4 of 8 Ω)

luidspreker. Deze eindversterkers bieden ook zonder meer een beter prestatieniveau.

De volumeregeling aan de ingang van de eindversterkers (logarithmische potentiometer kiezen)

38

passen we alleen toe indien een volumeregeling niet al in de voorversterker is opgenomen. Wanneer

dit laatste wèl het geval is, kan uiteraard worden volstaan met een enkele koppelcondensator (elco)

tussen voorversterker en eindversterker. Wel letten op de juiste aansluiting van de elco: de plus-zijde

aan de kant waar de hoogste positieve gelijkspanning staat (eventueel meten).

afb. 8-1 afb. 8-2

afb. 8-3

Bij alle schakelingen is over de voedingslijnen een elco geschakeld om te voorkomen, dat

voedingsspanningsvariaties, als gevolg van de variërende, relatief grote collectorstromen,

terugkoppelen naar de voorversterker en instabiliteit, vervorming of 'motorboten' in de hand

werken.

Soms kan het nodig zijn de voedingslijn tussen eindversterker en voorversterker nog nadrukkelijker

af te vlakken. We nemen dan in de voedingslijn een weerstand op tussen eindversterker en voor-

versterker met ontkoppelcondensatoren zowel aan eindversterkerzijde als aan voorversterkerzijde.

Dit is natuurlijk niet nodig als de ontkoppelcondensatoren reeds in de afzonderlijke schakelingen

aanwezig zijn. De weerstand kiezen we zodanig groot, dat de verbruiksstroom van de voorversterker

39

een spanningsval teweeg brengt van maximaal 0,5 à 1 volt. (Zie bijv. het principeschema van de

signaalzoeker in afb. 9-7; ook toegepast tussen regelversterker en voorversterker in afb. 7-10.)

Met de schakelingen van afb. 8-1 tot en met 8-3 komen we echter niet zo ver. Wanneer we namelijk

meer vermogen willen produceren, moeten we de signaalstroom en dus ook de collectorstroom

verhogen. Dan treedt het nadeel van deze schakelingen aan het licht: die constante collectorstroom

loopt door de belasting (de luidsprekerspoel) en zorgt daarmee voor een vaste uitslag van de conus.

Dat betekent dan weer dat een grotere gekozen collectorstroom resulteert in sterkere vervorming.

We moeten het dus in een andere richting zoeken.

Allereerst, wat verlangen we nu zoal van een eindversterker?

1) Een eindversterker is in hoofdzaak een stroomversterker. De signaalspanning is door de

voorversterker al op een behoorlijk niveau gebracht (veelal zo’n 100 tot 500 mV effectief). Een

versterking tot het 10 à 20-voudige is dan veelal voldoende. Om echter voldoende signaal-

vermogen (P = Ueff × Ieff) te produceren, moet de signaalstroom drastisch worden versterkt;

2) Om te voorkomen dat we de voorversterker teveel belasten, moet de eindversterker een vrij hoge

ingangsimpedantie hebben;

3) Om een hoge uitgangsstroom mogelijk te maken, moeten we de belastingsweerstand verlagen,

immers Ieff = Ueff / RL.We hebben dus voorkeur voor een lage luidsprekerimpedantie omdat

daarmee bij de beschikbare voedingsspanning (want die begrenst de uitgangsspanning) het

hoogste vermogen kan worden bereikt.

4) Om signaalvermogen over te dragen aan een luidspreker is belastingsaanpassing vereist 6, d.w.z.

we kiezen de luidsprekerimpedantie zoveel mogelijk gelijk aan de uitgangsimpedantie.

Kortom, we verlangen van een eindversterker:

Wanneer we deze eisen vergelijken met de eigenschappen van de drie basisschakelingen, dan springt

onmiddellijk de GCS naar voren als de schakeling die het meest aan de eisen voldoet (hoge stroom-

versterking, lage uitgangsimpedantie). Eindtrappen van eindversterkers zijn dan ook vrijwel zonder

uitzondering van het GCS type. Er worden dan nog een of meer trappen (GCS en/of GES) aan vooraf

geschakeld om te voorzien in de vereiste spanningsversterking.

We concentreren ons eerst eens op de eindtrap. De schakeling van afb. 8-3 hàd een GCS eindtrap. Als

we in plaats van de luidspreker een normale emitterweerstand aanbrengen en we koppelen de

luidspreker middels een koppelcondensator aan de uitgang van de GCS, dan levert dat de schakeling

van afb. 8-4 op.

6 We kennen 3 mogelijkheden voor aanpassing:

(1) spanningsaanpassing - belastingsimpedantie is hoog in vergelijking met de uitgangsimpedentie; gebruikelijk in voorversterkers. (2) stroomaanpassing - belastingsimpedantie is laag in vergelijking met de uitgangsimpedantie (3) vermogensaanpassing of belastingsaanpassing - compromis tussen (1) en (2),bereikt bij belastingsimpedantie = uitgangsimpedantie.

- een vrij hoge ingangsimpedantie

- een lage uitgangsimpedantie

- een grote stroomversterking

- bescheidener spanningsversterking

- luidsprekerimpedantie = uitgangsimpedantie

40

Afb. 8-4

We kiezen voor een emitterweerstand Re die even groot is als de luidsprekerimpedantie RL, ook

weer uit oogpunt van belastingsaanpassing. Zouden we RL groter dan Re kiezen, dan zou dit ten

koste gaan van de signaalstroom door RL. Zouden we RL kleiner dan Re kiezen, dan zou het ten koste

van de signaalspanning over RL gaan. De uitgangsimpedantie van een GCS eindtrap is laag, in de

grootte-orde van enkele ohm7 . Dit sluit aan bij de gangbare luidsprekerimpedanties 8 of 4 ohm.

We zullen een de hand van een dimensioneringsvoorbeeld eens onderzoeken wat we nu met zo'n

eindtrap kunnen doen (zie tevens rekenregels achterin).

Gegeven: UB = 9 V RL = Re = 8 Ω

Om maximale uitsturing mogelijk te maken, moeten we de emitterspanning Ue bepalen op ½ UB.

Dan is Ic ≈ Ie = ½ UB / Re = 4,5 V / 8 Ω = 0,56 A

Dat is dan tevens de maximale waarde die de signaal-piekstroom kan aannemen. Die signaalstroom

splitst zich in gelijke delen over Re en RL (omdat Re = RL; de wisselstroomweerstand van C is te

verwaarlozen).

De signaalstroom door RL is dus maximaal 0,28 A.

De maximum uitgangsspanning over RL is dan Uuit(p) = Iuit(p) x RL =0,28A x 8 Ω = 2,25 V

(ofwel ½ UB).

Het maximum uitgangsvermogen in RL is dus

Puit = ½ Iuit(p) × Uuit(p) = ½ x 0,28 A x 2,25 V ≈ 0,3 W

Het toegevoerd elektrisch vermogen is echter veel groter:

PE = UB x Ic = 9 Vx 0,56 A ≈ 5 W.

Zonder signaal wordt van die 5 W de helft gedissipeerd in de transistor (verliesvermogen

Pv(T) = Uce x Ic) terwijl de andere helft wordt gedissipeerd in Re (verliesvermogen

Pv(Re) = URe x Ic).

7 De uitgangsimpedantie van een GES is ongeveer gelijk aan Rc.

De uitgangsimpedantie van een GCS is ongeveer gelijk aan:

Hierin is Rin de impedantie aan de ingang, veelal dus de uitgangsimpedantie van

de vorige trap, parallel aan eventuele basisweerstanden.

41

Kortom, een eindtrap van dit type is mogelijk, maar biedt een zeer ongunstig rendement

(= Puit / PE ≈ 6 %). Verder is het zo dat het elektrisch vermogen ook wordt verbruikt wanneer er geen

signaal wordt aangeboden. Wanneer we dit type eindversterker dan ook met batterijen zouden

willen voeden, wordt dat een kostbare zaak.

We kunnen het rendement wel wat verbeteren (tot maximaal zo'n 20 %) door in plaats van Re een

element toe te passen dat een hoge wisselstroomweerstand en een lage gelijkstroomweerstand

heeft (bijvoorbeeld een smoorspoel of een stroombronschakeling, zie schakeling 13 achterin), maar

een echt drastische verbetering levert dit dus niet op. We zien daarom in de praktijk eigenlijk alleen

maar balans-eindtrappen toegepast, d.w.z. trappen bestaande uit twee parallel geschakelde

transistoren, zodanig ingesteld dat elk van de twee maar de helft van het signaal behandelt.

ln afbeeldingen 8-5 t/m 8-8 zien we een aantal voorbeelden van dergelijke balans-eindtrappen. In

alle gevallen zijn dit zogenaamde complementaire eindtrappen, samengesteld met een NPN en een

PNP transistor.

Wat maakt deze schakelingen nu zo anders dan alle tot dusverre behandelde schakelingen? We

gaven tot dusverre de transistoren steeds een zogenaamde klasse A instelling. Dit houdt in dat de

basisstroom zodanig wordt ingesteld, dat deze onder invloed van de signaalstroom zowel hoger als

lager kan worden. Bij toepassing in eindtrappen vereist dit, zoals we hebben gezien, een aanzienlijke

basisstroom hetgeen weer resulteert in een forse collectorstroom.

Bij een zogenaamde klasse B instelling wordt de transistor echter juist in het afknijppunt afgesteld,

d.w.z. juist niet-geleidend (geen basisstroom en dus ook geen collectorstroom). Dat doen we door de

basis-emitterspanning beneden de voor geleiding vereiste waarde te houden, d.w.z. lager dan zo'n

0,5 V (Si transistor). Voeren we aan een zo ingestelde transistor een wisselspanningssignaal toe, dan

brengt alleen de positieve of alleen de negatieve zwaai van het signaal de transistor in geleiding

(afhankelijk of we met een NPN of een PNP transistor hebben te doen).

Om het totale signaal te versterken, hebben we dus een NPN transistor (voor de positieve zwaai) en

een PNP transistor (voor de negatieve zwaai) nodig. Ze vullen elkaar dus aan, vandaar de benaming

'complementair'. Zo'n klasse B instelling heeft als belangrijk voordeel t.o.v. de klasse A instelling, dat

wanneer er geen signaal wordt aangeboden, beide transistoren afgeknepen zijn en dus geen

elektrisch vermogen verbruiken. Helaas resulteert een pure klasse B instelling in een forse

vervorming. Dat komt omdat een signaal met een kleine signaalspanning geen van beide transistoren

in geleiding brengt. Alleen de signaalpieken worden versterkt. Om die zogenaamde overname-

vervorming of cross-over vervorming tegen te gaan, geven we beide transistoren een dusdanige

voorspanning dat ze juist wèl in geleiding staan. Er loopt dan dus een kleine collector-ruststroom

(zo'n 6 tot 10 mA voor de types vermogenstransistoren die we in dit boek gebruiken). Een klein

signaal wordt eigenlijk door beide transistoren 'klasse A' behandeld, een groot signaal 'klasse B'. We

noemen dit een klasse AB instelling. Het is aan te raden voor de eindtrap, transistoren met ongeveer

gelijke karakteristieken te gebruiken (zogenaamde 'gepaarde' transistoren).

Wanneer we met deze wetenschap afbeelding 8-5 nader beschouwen, zien we een eindtrap

bestaande uit een NPN en een PNP transistor, beide als GCS geschakeld in spiegelbeeld t.o.v. de

halve voedingsspanning die voor beide transistoren de emitterspanning vormt. De ene transistor

vormt als het ware de emitterweerstand voor de andere transistor, maar dan wel een emitter-

weerstand die geen signaalvermogen verbruikt als gevolg van het hoog-impedante karakter van de

transistor. Het uitgangssignaal wordt van beide emitters afgenomen via de gebruikelijke

luidsprekerelco.

42

Afb. 8-5 Afb. 8-6

Om beide transistoren juist in geleiding te sturen, moeten de basissen dus een voorspanning krijgen

t.o.v. de emitterspanning (= ½UB). De basis van T1 moet dus een spanning van circa ½UB + 0,7 V

krijgen, de basis van T2 circa ½UB - 0,7 V. Dit verwezenlijken we in deze schakeling met twee

spanningsdelerss Rb1 en Rb2 voor T1, Rb3 en Rb4 voor T2.

Wanneer we Rb2 en Rb3 vervangen door twee in doorlaatrichting geschakelde Si-diodes, dan krijgen

we over die diodes automatisch een spanningsval die ongeveer gelijk is aan de spanningsval over de

basis-emitterdiodes, tenminste wanneer we de stroom door beide diodes even groot kiezen als de

basis-ruststroom. Een verder voordeel is dat de diodes ook enigermate het temperatuurafhankelijke

gedrag van de transistoren opvangen omdat ze op ongeveer gelijke wijze reageren op temperatuur-

veranderingen als de basis-emitterdiodes, zeker wanneer we de diodes in de onmiddellijke nabijheid

van de eindtransistoren monteren. We zien de aldus aangepaste schakeling weergegeven in afb. 8-6.

De stroom door de beide diodes wordt bepaald door de grootte van Rb1 en Rb2: hoe kleiner die

weerstanden zijn, hoe groter de stroom. Een grotere stroom resulteert in een grotere spanningsval

over de diodes en dus in een hogere voorspanning. Die stuurt de transistoren verder in geleiding. De

juiste waarde voor Rb1 en Rb2 kunnen we het beste proefondervindelijk bepalen. Daartoe nemen we

een mA meter op in de collectorleiding van T1 en verhogen of verlagen vervolgens Rb1 en Rb2 (altijd

in gelijke mate) tot de gewenste ruststroom is verkregen. Als beginwaarde kunnen we een waarde

kiezen conform de vuistregel opgenomen bij schakeling 9 achterin dit boek. Deze vuistregel is

gebaseerd op het principe dat de stroom door de R/D keten groot moet zijn (bijv. 10 x zo groot) ten

opzichte van de basis-ruststroom van de eindtransistoren.

Een andere vraag die we onszelf kunnen stellen is wat nu eigenlijk de juiste ruststroom is. Wanneer

we niet voldoende hebben aan de algemene uitspraak '6 - 10 mA', moeten we dat zelf, ook weer

proefondervindelijk, bepalen. We nemen daartoe bijvoorbeeld de NPN transistor in een eenvoudig

proefschakelingetje op: collector aan +, emitter aan -, basis aan middencontact van een potmeter

van bijv. 10 kΩ die tussen + en - is geschakeld, mA meter in de collectorleiding. We vangen aan met

een basisspanning van 0 V. De transistor spert. Dan voeren we langzaam de basisspanning op. De

collectorstroom neemt aanvankelijk ook heel langzaam toe, maar boven een bepaalde spannings-

waarde gaat dat ineens veel sneller. Diè spanning met de corresponderende collectorstroom is wat

we zoeken.

43

Afb. 8-7 Afb. 8-8

In de schakeling van afb. 8-7 zien we dat een derde diode in de keten is opgenomen. De dan

resulterende spanning is groter dan nodig is. Dat schept de mogelijkheid om die grotere spanning

met behulp van een instelpotmeter terug te regelen naar de gewenste waarde. Dit maakt het

instellen van de ruststroom een stuk gemakkelijker. Nadeel is dat de schakeling niet langer

symmetrisch van opbouw is en alleen maar werkt wanneer aan de ingang al een gelijkspannings-

potentiaal van ongeveer ½UB heerst. In beide voorgaande schakelingen was dat automatisch het

gevolg van de symmetrische opbouw. De waarden van Rb1 en Rb2 kiezen we aan de hand van de

rekenregels achterin. Het uitgangsprincipe hierbij is dat we een stroom door Rb1 kiezen die

tenminste dubbel zo groot is als het geval was in de vorige schakeling. Hier splitst deze stroom zich

namelijk over de diodeketen enerzijds en de instelpotmeter anderzijds. Zoals we later zullen zien,

kunnen er aan Rb1 en Rb2 nog andere eisen worden gesteld die een kleinere waarde noodzakelijk

maken. Op zichzelf is dat geen probleem, we moeten er alleen voor zorgen dat we de onderlinge

verhouding tussen Rb1 en Rb2 handhaven.

In de schakeling van afb. 8-8 tenslotte wordt de basis-voorspanning van de eindtrap verwezenlijkt

met behulp van een NPN transistor. Met een instelpotmeter regelen we de grootte van de

collectorstroom van deze transistor. Hoe groter die stroom wordt, hoe groter de spanningsval over

Rb1 en dus hoe kleiner de spanningsval over Rb2. Deze laatste vormt de voorspanning. Thermisch

contact tussen de insteltransistor en de beide eindtransistoren komt de temperatuursstabiliteit weer

ten goede. De waarden van Rb1 en Rb2 berekenen we weer aan de hand van de rekenregels.

Uitgangsprincipe hierbij is dat we in eerste instantie de insteltransistor wegdenken en met de dan

overblijvende spanningsdeler Rb1 en Rb2 een voorspanning produceren die ongeveer tweemaal zo

groot is als nodig (dus omstreeks 2,8V). Wanneer we dan de insteltransistor zodanig in geleiding

sturen dat deze net zoveel stroom trekt als Rb2, halveert dat als het ware de weerstand van Rb2. Dat

halveert dan weer de voorspanning. Overigens geldt ook bij deze schakeling de eerdere opmerking

met betrekking tot het kiezen van kleinere waarden voor Rb1 en Rb2.

Nu biedt een GCS balans-eindtrap, hoe hoog het rendement ook is, alleen maar stroomversterking en

geen spanningsversterking. Ook is de ingangsimpedantie van de eindtrap als gevolg van de lage

belastingweerstand nog betrekkelijk laag (Rin ≈ hFE x RL). We sturen de complementaire eindtrap

dus bijvoorbeeld met een GCS trap (lage uitgangsimpedantie, hoge ingangsimpedantie) en plaatsen

daarvóór een GES om in enige spanningsversterking te voorzien. De surplusversterking gebruiken we

om een tegenkoppeling te realiseren teneinde daarmee nog iets te doen aan de resterende

44

vervorming. Een en ander resulteert in de voorbeeldschakeling weergegeven in afb. 8-9. Het loont de

moeite deze schakeling trap voor trap op een proefbordje op te zetten en de verschillende

spanningen en stromen te controleren.

Waarden voor UB = 9 V en RL = 8 Ω: R1 = 22 kΩ (log) C1 = 10 μF R2 = 18 kΩ C2 = 100 μF (12 kΩ + 10 kΩ instelpotmeter) C3 = 1000 à 2200 μF R3 = 4,7 kΩ C4 = 100 μF R4 = 680 Ω R5 = 220 Ω T1 = BC548 R6 = 100 Ω (0,5 W) T2 = BC635 R7, R8 = 3,3 kΩ T3 = BD135 R9 = 47 kΩ T4 = BD136

Afb. 8-9

We zullen de dimensionering en de keuze van de transistoren, mede aan de hand van de rekenregels

achterin, weer eens uitvoerig nalopen.

Gegeven: UB = 9 V RL = 8 Ω

Maximum signaalspanning Uuit(p) = ½ UB -1 V = 3,5 V

Maximum signaalstroom Iuit(p) =Uuit p

Ω = 0,44 A

Maximum uitgangsvermogen Puit =

=

≈ 0,76 W

Maximum dissipatie bij Uuit(p) ≈

UB = 3 V

Pv is dan gelijk aan PE - Puit =

-

=

-

≈ 0,5 W

Keuze eindtransistoren: BD 135/136 (maximum Ic = 1A; maximum te dissiperen vermogen Ptot = 8W;

hFE gesteld op 50)

We kiezen een ruststroom van 6 mA. Deze wordt bepaald door de grootte van R7 en R8. Die waarde

moeten we proefondervindelijk vaststellen. In de proefschakeling voldeed de berekende

45

“beginwaarde" goed:

R7 = R8 =

=

≈ 3,3 kΩ

De maximum ingangsstroom van de eindtrap Iin(p) = Iuit(p)/hFE = 0.44 A/50 ≈ 9 mA.

De collectorstroom van T2 moet groot zijn t.o.v. deze te leveren ingangsstroom.

We kiezen Ic(T2) = 50 mA.

Ue(T2) moet gelijk zijn aan ½ UB = 4,5V.

R6 = Re(T2) =

Dissipatie in T2 = Uce x Ic = 4,5V x 50 mA = 225 mW.

Hoewel we strikt gesproken zouden kunnen volstaan met een BC548, kiezen we toch liever een wat

ruimer gedimensioneerde transistor: BC635 (Ic maximaal 1A; Ptot = 1W; hFE gesteld op 50).

Ub(T2) moet 4,5V + 0,7V = 5,2 V bedragen. De maximum signaalstroom aan de uitgang is 50 mA. De

ingangsstroom van T2 is dus maximaal 50 mA/50 = 1 mA.

We kiezen daarom voor T1 een collectorstroom van 5 mA.

Keuze T1: BC548 (100 mA / 0,5 W /hFE = 125)

Uc(T1) = Ub(T2) = 5,2 V

R4 = Rc(T1) =

≈ 680 Ω

We kiezen de emitterspanning Ue(T1) = 1 V

Dit laat voldoende ruimte voor de signaalspanningszwaai over (5,2 V plus/min 3,8 V met behoud van

een Uce die minimaal 0,4 V is)

R5 = Re(T1) =

Ub(T1) = 1,1 V + 0,7 V =1,8 V

R2 = Rb1(T1) =

R3 = Rb2(T1) =

Omdat de basisspanning van T1 bepalend is voor de spanningsinstellingen van alle transistoren in

deze schakeling, verwezenlijken we R2 daarom middels een vaste weerstand van 12 kΩ en een

instelpotmeter van 10 kΩ. De instelpotmeter stellen we zodanig in dat de spanning op het knooppunt

van de emitters van de beide eindtransistoren 4,5 V (½ UB) bedraagt. De tegenkoppelweerstand R9

kiezen we bijvoorbeeld ter grootte van 10 x R3 ofwel 47kΩ. Dit beperkt de spanningsversterking tot

circa 10 maal en biedt enige correctie van de optredende vervorming.

Wanneer een volumeregeling aangebracht moet worden, kiezen we daarvoor een potentiometer R1

van bijvoorbeeld 22 kΩ.

De waarden van de condensatoren kiezen we aan de hand van de algemene richtlijnen.

Nu geeft de schakeling van afb. 8-9 toch nog vrij veel vervorming. Een transistor is nu eenmaal geen

lineair-versterkend element en die eigenschap is in een eindversterker nog eens extra

geprononceerd vanwege de hoge mate van uitsturing alsook vanwege de klasse AB instelling. Voorts

is de collectorstroom van T2 nog vrij hoog, ook zonder dat een signaal wordt aangeboden (klasse A

instelling). De remedie tegen vervorming is een sterkere tegenkoppeling maar dat vereist een grotere

spanningsversterking. Om die te bereiken zouden we bijvoorbeeld T2 als GES in plaats van als GCS

46

kunnen schakelen. Dat is wat we in de schakeling van afb. 8-10 hebben gedaan.

Nu zijn aan deze oplossing voor- en nadelen verbonden. Immers, we hadden T2 als GCS geschakeld

om het signaal vanuit de laag-impedante uitgang van de GCS over te dragen naar de toch aanzienlijk

hoger-impedante ingang van de eindtrap. Spanningsaanpassing dus. We deden dat om geen signaal-

spanning te verliezen, maar de prijs was een flinke, door T2 te leveren signaalstroom. De collector-

stroom van T2 moest dienovereenkomstig groot zijn. Spanningsaanpassing is nu eenmaal ongunstig

voor stroomoverdracht. Wanneer we echter T2 als GES schakelen, ligt vermogensaanpassing veel

meer voor de hand. De door T2 te leveren signaalstroom, en dus Ic(T2), hoeft dan nog maar minstens

zo groot te zijn als de vereiste ingangsstroom. Maar helaas - niets voor niets - van die signaalstroom

komt maar de helft ten goede van de eindtrap, de andere helft gaat verloren via Rc(T2) waardoor we

over de ingang van de eindtrap maar de helft van de signaalspanning overhouden. In feite gebeurt

hier precies hetzelfde als in de klasse A eindtrap. Gelukkig kunnen we, zoals we later zullen zien, hier

betrekkelijk eenvoudig wat aan doen. Voor het ogenblik stappen we echter gemakshalve even over

dit aspect heen.

Kortom, we kiezen voor Rc(T2) een waarde die ongeveer gelijk is aan de ingangsimpedantie Rin van

de eindtrap (≈ hFE × RL). Omdat Uc(T2) = ½UB, krijgt de collectorstroom automatisch de vereiste

waarde. Wanneer we weer uitgaan van dezelfde uitgangsgegevens als bij de vorige schakeling, moet

dus Rc ≈ hFE × RL ≈ 400 Ω zijn. Dan is Ic = 4,5 V/400 Ω ≈ 11 mA.

In afb. 8-10 zien we verder dat een eindtrap conform afb. 8-8 is gebruikt. Rb1 en Rb2 uit die

schakeling vormen hier tevens de collectorweerstand voor T2, een dubbele functie dus. De

verhouding tussen R7 en R8 moet zijn als (½ UB - 2,8 V) staat tot (2,8 V) ofwel als 1,7 : 2,8.

R7 + R8 moet omstreeks 400 Ω bedragen. We moeten echter wel realiseren dat de instelpotmeter R8

maar voor de halve waarde moet worden geteld omdat maar de helft van de stroom die door R7

(= Rb1) loopt, ook door R8 (= Rb2) loopt; de andere helft loopt als collectorstroom door de

insteltransistor. We schakelen dus als het ware twee weerstanden van dezelfde waarde parallel,

vandaar de halvering van die waarde.

Kortom, we kiezen voor R1 een waarde van 270 Ω en voor R8 een waarde van 470 Ω (als deel van Rc

geteld voor 235 Ω). De waarde van R7 + R8 als collectorweerstand van T2 is dus ongeveer 500 Ω. Wat

hoger dan de feitelijk vereiste 400 Ω, doch goed genoeg voor ons doel (we hebben de hFE ook maar

gesteld op 50).

Om de collectorspanning van T2 zoveel mogelijk zwaairuimte te geven, houden we de

emitterspanning van T2 op 0 V. Ub(T2) moet dan circa 0,7 V bedragen zodat we wel verplicht zijn

voor T1 een PNP transistor te kiezen en deze 'complementair' (omgekeerd) te schakelen.

47

Waarden voor UB = 9 V en RL = 8 Ω: R1 = 22 kΩ (log) C1 = 10 μF R2 = 39 kΩ C2 = 100 μF R3 = 18 kΩ C3 = 0,01 μF (12 kΩ + 10 kΩ instelpotmeter) C4 = 1000 à 2200 μF R4 = 330 Ω C5 = 100 μF R5 = 470 Ω T1 = BC558 R6 = 47 Ω T2, T3 = BC548 R7 = 220 Ω T4 = BD135 R8 = 470 Ω T5 = BD136

Afb. 8-10

Omdat in deze schakeling een extra fasedraaiing optreedt in vergelijking met de schakeling van

afb. 8-9, moet de tegenkoppelweerstand R5 naar de emitter van T1 worden geschakeld.

Voorts maakt het feit dat T1 zo dicht bij de 0-potentieel is ingesteld (Uc zwaait tussen 0 en 1,4 V), het

mogelijk de emitterweerstand naar de pluslijn weg te laten en de emitterspanning te betrekken via

de tegenkoppelweerstand R5 van de halve voedingsspanningspotentiaal aan de uitgang. Wanneer we

voor T1 een emitterspanning kiezen van 3,5 V, dan is over R5 een spanningsval van 1 V vereist.

Kiezen we voor T1 een collectorstroom van 2 mA, dan betekent dit dat R5 een waarde moet hebben

van 1 V/2 mA ≈ 470 Ω. Het voordeel van deze alternatieve schakeling is dat de rustspanningen beter

gestabiliseerd worden door de gelijkspanningstegenkoppeling die nu ongeveer 100% is. Immers, zou

de emitterspanning van de eindtrap omlaag gaan, dan gaat ook de emitterspanning van T1 omlaag.

Dit stuurt T1 minder open zodat Ic(T1) afneemt. Daardoor neemt ook Uc(T1) = Ub(T2) af. T2 wordt

dus ook minder open gestuurd als gevolg waarvan Uc(T2) omhoog gaat. Dit wordt gevolgd door de

eindtrap (emittervolgers). De oorspronkelijke afwijking wordt dus tegengewerkt.

Om met T1 voldoende spanningsversterking te krijgen, moeten we de emitterweerstand van T1 (dat

is dus R5) ontkoppelen. Volledige ontkoppeling doet echter ook de signaaltegenkoppeling teniet. We

nemen daarom in serie met de ontkoppelcondensator een weerstand op van circa 1/10 R5 d.w.z.

47 Ω op. Dit beperkt de spanningsversterking van de eindversterker tot circa 10 maal.

We kunnen voorts, parallel aan de tegenkoppelweerstand R5, een condensator van bijvoorbeeld

2200 pF opnemen. Dit maakt de tegenkoppeling frequentie-afhankelijk (minder versterking voor

48

hoge frequenties, met name voor frequenties die liggen boven het hoorbare gebied).

De collectorweerstand van T1 (R4) moet bij de gekozen collectorstroom (2 mA) een spanningsval van

0,7 V bewerkstelligen, ofwel Rc(T1) = 0,7 V/2 mA ≈ 330 Ω. De basisweerstanden van T1 worden

tenslotte op de gebruikelijke wijze berekend. De overige condensatoren leveren al evenmin

verrassingen op.

Zoals al werd gesteld, zijn we eerder gemakshalve heengestapt over het feit dat we, als gevolg van de

vermogensaanpassing, de helft van de signaalstroom kwijtraakten via de collectorweerstand van de

stuurtransistor (R7 + R8 in de schakeling van afb. 8-10). Gelukkig kunnen we daar op een verrassend

eenvoudige manier iets aan doen en wel middels een zogenaamde 'bootstrap' schakeling. In

afbeeldingen 8-11 en 8-12 zien we twee mogelijkheden om de schakeling van afb. 8-10 met zo'n

schakeling aan te passen.

In de eerste schakeling is de luidspreker aangesloten tussen de uitgang en de positieve voedingslijn.

Dat maakt op zichzelf geen enkel verschil, we moeten alleen de luidsprekerelco omdraaien. De

collectorspanning van T2 wordt nu via R7 en R8 betrokken van punt B'. De gelijkspanningspotentieel

van dat punt is nagenoeg gelijk aan +UB omdat de gelijkstroomweerstand van de luidsprekerspoel

verwaarloosbaar klein is. Omdat de wisselstroomweerstand van de luidsprekercondensator

verwaarloosbaar klein is, staat op de punten B en B' hetzelfde wisselspanningssignaal. Nagenoeg

datzelfde signaal staat echter ook op punt A (de ingang van de trap), immers, een GCS geeft geen

spanningsversterking terwijl het signaal aan de emitter in fase is met het signaal aan de basis. Een en

ander betekent dat er tussen de punten A en B', dus door R7, geen of weinig wisselstroom meer

loopt. Nagenoeg de hele signaalstroom komt dus ten goede van de eindtrap.

In de tweede schakeling doen we eigenlijk precies hetzelfde. We splitsen hier de oorspronkelijke

weerstand R7 in R7a en R7b, Op punt B' staat als gevolg van de extra 'bootstrap condensator' C6

weer hetzelfde wisselspanningssignaal als op punt B hetgeen betekent dat er weer nauwelijks

wisselstroom loopt tussen de punten A en B' ofwel door de weerstand R7b. De wisselstroom-

weerstand van C6 moet wel klein zijn ten opzichte van R7a. We kiezen R7a gewoonlijk ter grootte

van 20 tot 50% van de waarde van de oorspronkelijke R7. In deze schakeling kiezen we bijvoorbeeld

R7a = 47 Ω, R7b = 220 Ω en C6 = 100 μF.

Afb. 8-11

49

Afb. 8-12

Afb. 8-13

Een andere mogelijkheid om in vergelijking met de schakeling van afb. 8-9 een grotere spannings-

versterking te verkrijgen en dus een sterkere tegenkoppeling mogelijk te maken, is toepassing van

een component dat gerenommeerd is vanwege de grote 'open-lus' versterking ervan. We bedoelen

natuurlijk een OpAmp.

In afb. 8-13 zien we zo'n eindversterker, ontworpen rond een OpAmp als stuurversterker en voorzien

van een conventionele klasse AB eindtrap (vergelijk met afb. 8-7). De OpAmp is ingesteld op de halve

voedingsspanning en is geschakeld als niet-inverterende versterker (vergelijk met afb. 7-6). De

vereiste tegenkoppeling vindt plaats tussen de 'nieuwe' uitgang en de inverterende ingang. De

onderlinge verhouding van de weerstanden in het tegenkoppelcircuit bepaalt weer de spannings-

versterking (in deze schakeling dus circa 100 kΩ / 10 kΩ, d.w.z. circa 10 maal).

Wanneer we met al deze eindversterkerschakelingen meer uitgangsvermogen willen produceren,

moeten we zorgen voor een grotere uitgangsspanning en een overeenkomstig hogere uitgangs-

50

stroom. Om een grotere uitgangsspanningszwaai mogelijk te maken, is weer een hogere voedings-

spanning nodig.

Ook een lagere luidsprekerimpedantie kan een hoger uitgangsvermogen opleveren omdat de

uitgangsstroom daardoor toeneemt. Zo biedt een klasse AB eindtrap bij een voedingsspanning van

18 V en een luidsprekerimpedentie van 4 Ω al de mogelijkheid voor een maximum uitgangsvermogen

van circa 8 W (te berekenen aan de hand van de rekenregels achterin). Wel moeten we realiseren dat

een hoger uitgangsvermogen niet wordt verwezenlijkt door simpelweg de voedingsspanning te

verhogen of de luidsprekerimpedantie te verlagen. We moeten ook zorgen voor een overeenkomstig

sterker ingangssignaal. Eventueel kunnen we de spanningsversterking groter kiezen.

Het kan overigens wel degelijk zin hebben de voedingsspanning te verhogen, ook zonder een hoger

uitgangsvermogen te willen bereiken. Het heeft dan namelijk tot gevolg dat de versterker minder

wordt uitgestuurd hetgeen resulteert in een lagere vervorming. Willen we echter wèl meer uitgangs-

vermogen bewerkstelligen, dan moeten we verder realiseren dat de uitgangsstromen en de door de

eindtransistoren te dissiperen verliesvermogens evenredig toenemen. De eindtransistoren moeten

dit aankunnen en de koeling moet adequaat zijn (montage op een metalen chassis of op een speciaal

koelprofiel). Ook het door de stuurtransistor of de OpAmp aan de eindtrap te leveren vermogen

neemt toe hetgeen al snel resulteert in overbelasting van deze componenten. In eindtrappen die een

groter uitgangsvermogen moeten leveren zien we dan ook dat de enkele transistoren vaak zijn

vervangen door Darlington transistoren of Darlington schakelingen.

Afb. 8-14

Zo'n Darlington transistor ziet eruit als een gewone vermogenstransistor, maar is eigenlijk een

eenvoudig IC bestaande uit twee transistoren waarvan de eerste als emittervolger (GCS) is

geschakeld. In afb. 8-14 is een voorbeeld gegeven van de inwendige schakeling van zo’n Darlington

transistor, in dit geval een NPN type. De weerstanden R1 en R2 hebben tot doel de lekstroom van de

voorgaande transistortrap af te voeren omdat die anders door de basis-emitterdiode zou moeten

lopen, daarmee de transistor (meer) in geleiding sturend.

We kunnen zo'n Darlington schakeling ook samenstellen met discrete onderdelen, bijvoorbeeld met

een BC635/BC636 als T1 en een BD291/BD292 als T2. De lekstroomweerstand R1 heeft gewoonlijk

51

een waarde van 6,8 - 10 kΩ, voor R2 is een waarde van 150 - 220 Ω gebruikelijk. Een Darlington

transistor is overigens in te zetten als een gewone transistor, zij het een met een zeer hoge stroom-

versterking (het product van de hFE's van de "afzonderlijke" transistoren; een waarde van

750 - 1000 is gebruikelijk). Verder moeten we realiseren dat de basis-emitterspanning van een

Darlington transistor in geleiding dubbel zo groot is als die van een gewone (Si) transistor, dus zo'n

1,0 - 1,4 V. Bij toepassing in een klasse AB eindtrap moeten we daarmee rekening houden. Een

configuratie conform afb. 8-8 is dan het meest geschikt.

Afb. 8-15

Een schakeling die veel lijkt op een Darlington schakeling en ook vrijwel dezelfde eigenschappen

heeft, is de schakeling weergegeven in afb. 8-15. In vergelijking met de Darlington schakeling is T1

hierin niet als GCS geschakeld doch - complementair - als GES. Als gevolg van de volledige tegen-

koppeling (collector T2 is verbonden met emitter T1) levert de schakeling op zichzelf geen spannings-

versterking doch uitsluitend stroomversterking. Dit verklaart de overeenkomst met de Darlington

schakeling. De getekende schakeling gedraagt zich als een enkele PNP transistor met een hFE die

weer ongeveer gelijk is aan het product van de hFE's van de afzonderlijke transistoren. Een NPN

schakeling is natuurlijk net zo goed mogelijk.

Er is één belangrijk verschil met een Darlington schakeling: tussen de 'basis' en de 'emitter' komt

maar één basis-emitter overgang voor (bij een Darlington schakeling zijn dat er twee) hetgeen

betekent dat, indien geleidend, de spanning tussen 'basis' en 'emitter' 0,5 - 0,7 V bedraagt, net als bij

een enkele (silicium) transistor.

Omdat silicium-NPN vermogenstransistoren universeler en goedkoper zijn dan hun PNP tegen-

hangers, zien we in complementaire eindtrappen die normaal gesproken met een NPN en een PNP

Darlington schakeling zouden moeten worden uitgevoerd, in plaats van de PNP Darlington

combinatie, wel de schakeling van afb. 8-15 toegepast. We kunnen dan een universeel type NPN

vermogenstransistor (bijvoorbeeld 2N3055) toepassen als eindtransistor. Voor de complementaire

stuurtrap kunnen we een BC635/BC636 paar kiezen.

Een voorbeeld van zo'n 'quasi-complementaire' eindtrap is weergegeven in afb. 8-16.

52

Afb. 8-16

Daarin zijn R3 en R4 de lekweerstanden over de basis-emitterdiodes van de beide eindtransistoren

T3 en T5 (waarde bijv. 220 Ω). Lekweerstanden over de basis-emitterdiodes van de transistoren van

de stuurtrap zijn hier overbodig omdat voor de eventuele lekstroom van de (niet-getekende)

voorgaande trap al een stroomweg bestaat via R1 en R2.

Ook in deze schakeling kunnen we weer 'bootstrapping' toepassen conform afb. 8-11 of 8-12.

De ingangsstroombehoefte van een quasi-complementaire eindtrap is net zo laag als die van een

complementaire Darlington eindtrap, immers een ingangsstroom van circa 1 mA resulteert al in een

uitgangsstroom van circa 1 A (uitgaande van een hFE van omstreeks 1000). De ingangsimpedantie

van de trap is dan ook navenant hoog (Rin = hFE x RL ≈ 1000 x RL). R1 + R2 kiezen we overeenkomstig

deze ingangsimpedantie en in een onderlinge verhouding van (½UB - 4 V) : (4 V). Dit omdat de klasse

AB instelling een basis-voorspanning van omstreeks 1,4 V + 0,7 V ≈ 2 V behoeft.

Alle voorgaande schakelingen lenen zich uitstekend om ermee te experimenteren, ervan te leren en

eventueel, wanneer de schakeling naar tevredenheid werkt, in meer definitieve vorm uit te voeren.

Willen we het ons echter gemakkelijk maken of willen we 'op zeker spelen', dan kunnen we ook een

eindversterker opzetten met een van de vele speciaal voor dat doel ontwikkelde eindversterker-IC's.

In afb. 8-17 is bijvoorbeeld een schakeling gegeven van een 2 W versterker met een TBA820 IC.

Afb. 8-18 toont een variant met de luidspreker aangesloten tussen uitgang en massa. De spannings-

versterking en dus de ingangsgevoeligheid van de versterker is binnen zekere grenzen in te stellen

middels het variëren van de waarde van R1. Deze weerstand moet een waarde hebben tussen 22 en

220 Ω. De spanningsversterking is dan omstreeks 6000/R1 (de inwendige tegenkoppelweerstand

heeft een waarde van omstreeks 6000 Ω). Hoe groter R1, hoe sterker de tegenkoppeling en dus hoe

kleiner de spanningsversterking en de vervorming.

53

Afb. 8-17

Afb. 8-18

C1 is van de ingestelde spanningsversterking (en dus van R1) afhankelijk. Bij R1 = 220 Ω moet

C1 = 470 pF zijn; bij R1 = 22 Ω moet C1 = 47 pF zijn. Voor tussenliggende waarden kan worden

geïnterpoleerd.

Het is overigens leerzaam, deze beide schakelingen te vergelijken met de schakelingen 8-11 en 8-12

in combinatie met schakeling 8-10. We herkennen dan de bootstrap schakelingen terwijl ook

duidelijk wordt waarom R1 de spanningsversterking beïnvloedt. Deze weerstand heeft ongeveer

dezelfde functie als R6 in schakeling 8-10.

54

Afb. 8-19

In afb. 8-19 is een 2 x 2 W versterker gegeven op basis van een LM377 IC. Met dit IC kan met weinig

extra onderdelen een kleine stereo eindversterker worden opgezet.

Zo zijn er tegenwoordig legio IC's voor eindversterkers op de markt, ook voor hogere vermogens (tot

zo'n 40 W toe). Dit stelt ons in staat op eenvoudige wijze een eindversterker te maken die optimaal

aansluit bij de rest van de schakeling (uitgangsspanning van de signaalbron of de voorversterker,

voedingsspanning, impedantie van de beschikbare luidspreker enz.). Wel moeten we realiseren dat

de hoger-vermogen IC’s adequaat moeten worden gekoeld met behulp van (veelal forse) koel-

profielen. Bij het 'print'ontwerp moet dan ook rekening worden gehouden met de voor die profielen

benodigde ruimte en montagevoorzieningen. Dit is ook de reden waarom de voorbeelden beperkt

blijven tot schakelingen met IC’s voor lagere uitgangsvermogens (maximaal zo'n 2W).

Tot slot van dit hoofdstuk nog een paar afrondende opmerkingen.

Allereerst iets over de voeding. De verbruiksstroom voor al deze eindversterkers kan eigenlijk alleen

door een (flinke) batterij worden geleverd indien maar een bescheiden uitgangsvermogen wordt

gevraagd (maximaal zo'n 0,5 W). Wordt dat meer dan zijn we, ook in verband met de - als gevolg van

de klasse AB instelling sterk variërende verbruiksstroom, aangewezen op een goede gestabiliseerde

voeding (zie hoofdstuk 10).

Het kan voorts nodig zijn de voedingslijn tussen eindversterker en voorversterker te ontkoppelen

zoals aangegeven in het begin van dit hoofdstuk (weerstand opnemen in de plus-lijn, ontkoppel-

condensatoren ervoor en erna).

55

Ook kunnen we, gebruikmakend van hetzelfde principe, de naar de plus-lijn geschakelde basis-

weerstand van de ingangstransistor (bijv. R2 in afb. 8-10) splitsen en het knooppunt van de twee

nieuwe weerstanden ontkoppelen middels een elco naar de min-lijn (massa).

Dan nog iets over het aspect vervorming. Ervan uitgaande dat de schakeling die we hebben opgezet,

juist is berekend en uitgevoerd (de verschillende gelijkspanningen zijn wat ze moeten zijn) terwijl ook

de voeding adequaat is ontkoppeld, kan er toch nog (teveel) vervorming optreden, met name in

schakelingen met discrete transistoren zoals de basisschakelingen in afb. 8-9 en 8-10. Er zijn twee

belangrijke oorzaken van vervorming. In de eerste plaats is dat het eerder genoemde niet-lineaire

ingangsgedrag van een transistor. Vooral de ingangstransistor van de eindversterker is kritisch wat

dit betreft. De lineariteit van het ingangsgedrag kunnen we verbeteren door een serieweerstand in

het ingangscircuit op te nemen. In de schakelingen van afb. 8-9 en 8-10 is dat bijvoorbeeld tussen C1

en het knooppunt van R2 en R3. De waarde van zo'n serieweerstand is een compromis: hoe hoger,

hoe beter het ingangsgedrag maar ook hoe ongevoeliger de versterker. De weerstand vormt namelijk

een spanningsdeler met de ingangsweerstand van de transistor. We kiezen bijvoorbeeld een waarde

tussen 1 en 10 kΩ en verhogen of verlagen deze naar behoefte. Deze 'truc' is overigens algemeen

geldend en kan in principe in elke transistortrap worden toegepast. Met name transistortrappen

zonder - of met een geheel of nagenoeg geheel ontkoppelde - emitterweerstand, kunnen baat

vinden bij zo'n serieweerstand. Hoe lager de ingangsimpedantie van de trap, hoe lager we ook de

waarde van de serieweerstand moeten kiezen.

De andere potentiële vervormingbron is ongewenste meekoppeling die kan bestaan via parasitaire

capaciteiten. Omdat die capaciteiten nooit hoog zijn, treedt meekoppeling weliswaar alleen op bij

hoge frequenties maar kan desondanks zo sterk zijn dat het resulteert in oscilleren. En dat komt de

werking van geen enkele versterker ten goede. Om het euvel te bestrijden, kunnen we een kleine

condensator (van bijv. 47 pF) aanbrengen tussen basis en collector van bijvoorbeeld de

ingangstransistor. Dit geeft een sterke tegenkoppeling voor hoge frequenties en voorkomt daarmee

dat die verder in de versterker doordringen. Ook kunnen we, zoals bij de schakeling van afb. 8-10

werd aangegeven, een condensator parallel aan de tegenkoppelweerstand schakelen om daarmee

de versterking voor hoge frequenties aan banden te leggen. Kortom, wanneer we een schakeling

voor de eerste keer in bedrijf stellen, werkt die nog niet altijd meteen vlekkeloos. Maar des te groter

is de bevrediging wanneer dat uiteindelijk wèl het geval is!

56

9 Meet- en testschakelingen

Enkele onontbeerlijke en bovendien eenvoudig zelf te maken meet- en testinstrumenten komen in

dit hoofdstuk aan de orde. Ook wordt kort op de toepassing van elk der schakelingen ingegaan.

Als eerste is een sinusgenerator in twee toepassingsvormen weergegeven: als signaalgenerator

(afb. 9-1) en als kortsluittester (afb. 9-2).

afb. 9-1

afb. 9-2

Zoals de naam al aangeeft, levert een sinusgenerator een sinusvormig signaal. Daartoe wordt het

uitgangssignaal van een versterkerschakeling (in afb. 9-1 een GES: T1) via een RC-'laddernetwerk'

teruggekoppeld naar de ingang. Het effect van het laddernetwerk is, dat het signaal frequentie-

afhankelijk van fase verandert. Voor één frequentie (grootte afhankelijk van de RC-waarden in het

netwerk) is de faseverandering precies 180°. Aangezien in een GES de in- en uitgang met elkaar in

tegenfase zijn, betekent dit dat voor die éne frequentie het ingangssignaal en het uitgangssignaal

met elkaar in fase zijn waardoor meekoppeling optreedt. Zolang de versterking van de GES groter of

57

gelijk is aan de verzwakking in het laddernetwerk, wordt die ene frequentie regeneratief versterkt.

Het 'opstarten' van de generator is het gevolg van altijd in elke schakeling aanwezige storingen als

thermische ruis. Nu is het wèl zo dat wanneer de versterking groter is dan de verzwakking, de

signaal-amplitude toeneemt totdat deze wordt begrensd door de uitstuurbegrenzingen van de

versterkertrap. Gevolg: aftopping van de golftoppen ofwel optreden van harmonischen

(boventonen). Is zuiverheid van het signaal essentieel, dan moet, om optreden van harmonischen tot

een minimum te beperken, de versterking van de GES juist voldoende zijn om de verzwakking van de

terugkoppelschakeling te compenseren. Dit kan worden bewerkstelligd door de emitterweerstand

van T1 gedeeltelijk te ontkoppelen. Daartoe eventueel deze emitterweerstand uitvoeren als

instelpotentiometer met de ontkoppelelco aan het middencontact. De optimale instelling van de

instelpotmeter is die waarbij de oscillator zeker start bij inschakelen van de voedingsspanning, maar

waarbij de versterking van T1 zo laag mogelijk is (sleepcontact zo dicht mogelijk aan de 'massa' zijde).

In afb. 9-1 is een impedantietransformator (GCS) aan de sinusgenerator toegevoegd om een lage

uitgangsimpedantie te verkrijgen en om te voorkomen dat wisselende ingangsimpedanties van de

schakelingen waarin het signaal wordt geïnjecteerd, de werking van de sinusgenerator beïnvloeden.

Een signaalsterkteregeling completeert de schakeling.

Met deze signaalgenerator kunnen we een defecte LF-versterker 'doorfluiten' door een signaal van

aangepaste sterkte (amplitude) in te voeren op de signaalvoerende punten van de versterker. We

werken daartoe aan de hand van het principeschema van de te onderzoeken versterker, van

luidspreker naar ingang. De fout zit in de trap volgend op het punt vanwaar het geïnjecteerde signaal

niet meer de luidspreker bereikt. De koppelcondensator aan de uitgang voorkomt dat een eventueel

op het 'injectiepunt' aanwezige gelijkspanning de signaalgenerator kan vernielen. Deze condensator

moet daartoe bestand zijn tegen vrij hoge spanningen, zeker bij foutzoeken in bijv. buizen-

versterkers. Een 250V condensator geeft als regel voldoende beveiliging en is vlot verkrijgbaar.

In afb. 9-2 is een eenvoudige luidspreker-eindtrap achter de sinusgenerator geschakeld om het

signaal hoorbaar te maken. Voor de luidspreker kan een miniatuurtype van 100 à 200 mW worden

gekozen. Voorts is de doorverbinding tussen één van de ladderweerstanden en massa onderbroken

en voorzien van testsnoeren. De schakeling produceert nu alleen het sinussignaal indien tussen de

testpennen een kortsluiting of een kleine weerstand bestaat. De aldus verkregen kortsluittester is

uiterst handig voor het controleren van doorverbindingen of juist onderbrekingen, het constateren

van kortsluiting en dergelijke. Natuurlijk gaat dat ook met een multimeter (weerstandsmeting) of

met een batterij / lampje. Dit betekent dan echter wel dat steeds naar het meetinstrument of het

lampje moet worden gekeken waarbij de meetpennen ongewild kunnen verschuiven en een onjuiste

indicatie wordt gegeven.

Als alternatief voor de testpennen kunnen we ook een gekochte of geïmproviseerde morsesleutel

aansluiten om zo de morsecode aan te leren of te beoefenen.

Als waarschuwing tot slot zij nog vermeld dat de kortsluittester (net zo min overigens als de beide

andere methoden) zich niet leent voor toepassing in in-bedrijf zijnde apparatuur.

In afb. 9-3 is een pulsgenerator met twee transistoren weergegeven. Het is een standaardschakeling:

een zogenaamde a-stabiele multivibrator die in wezen niets anders is dan twee capacitatief

gekoppelde GES-schakelingen waarvan het uitgangssignaal is teruggekoppeld naar de ingang

(meekoppeling). Het effect daarvan is dat beide transistoren beurtelings geleiden en sperren in

onderlinge tegenfase. Het signaal dat we afnemen van de collector van een van beide transistoren,

varieert daardoor voortdurend tussen de beide uiterste uitgangsspanningsniveaus (+ UB en circa

58

0,3 V) en vormt dus een blokgolf, waarvan de grondfrequentie in hoofdzaak wordt bepaald door de

koppelcondensatoren en de basisweerstanden.

Het nut van een blokgolfgenerator is daarin gelegen, dat zo'n blokgolf in feite bestaat uit een

grondfrequentie en een zeer groot aantal harmonischen, waaronder frequenties tot in het VHF-

gebied.

afb. 9-3

Afb. 9-4 geeft een variant op deze schakeling weer: ln deze variant sperren de diodes namelijk zodra

de bijbehorende transistor uit geleiding raakt (omdat dan de collectorspanning omhoog gaat). Dit

betekent dat de condensator zich niet kan opladen via de collectorweerstand (hetgeen het stijgen

van de collectorspanning zou afremmen) maar dat doet via de extra weerstand, in dit voor-

beeld, van 8,2 Ω). Gevolg: steilere pulsflanken dus hogere harmonischen.

Met een pulsgenerator is het nu ook mogelijk HF- en MF-versterkers “door te fluiten'.

afb. 9-4

In afb. 9-5 is een alternatieve pulsgenerator met OpAmp gegeven. De OpAmp staat geschakeld als

een niet-inverterende 11 × -versterker waarvan het uitgangssignaal naar de (+) ingang is

teruggekoppeld (meekoppeling; vergelijk met afb. 7-6). Het resultaat is gelijk: een blokgolf met een

grondfrequentie bepaald door de waarden van de terugkoppelcondensator en de weerstand aan de

(+) ingang (1 kΩ tot 470 kΩ). We kunnen laatstgenoemde weerstand ook uitvoeren als een 1 kΩ

59

weerstand in serie met een (logarithmische) potentiometer van 470 kΩ. Daarmee is het mogelijk de

grondfrequentie over nagenoeg het hele audio-frequentiebereik te variëren hetgeen de

mogelijkheden van de pulsgenerator verder uitbreidt.

afb. 9-5

In afb. 9-6 is blokschematisch aangegeven hoe een sinusgenerator en een pulsgenerator zijn te

combineren in een signaalgenerator, waarmee we vrijwel alle kanten op kunnen.

afb. 9-6

Als volgende nuttig testapparaat is in afb. 9-7 het schema van een signaalvolger weergegeven, in

wezen bestaande uit een FET-voorversterkertrap, voorafgegaan door een ingangssterkteregeling

(waarbij de potentiometer tevens de functie van gate-weerstand vervult) en gevolgd door een

eenvoudige IC-eindversterkerschakeling, gebruikmakend van een LM380. Niets meer of minder dus

dan een gevoelige versterker met een hoogohmige ingang met ingangssterkte-regeling.

We kunnen de schakeling zonder verdere toevoegingen gebruiken als universele versterker of als

signaalvolger voor het lokaliseren van fouten in LF-versterkers, eventueel in combinatie met een

signaalgenerator aan de ingang. We volgen dan het signaal van ingang tot uitgang. Een eventuele

fout zit in de trap volgend op het punt waar het signaal voor het laatst kon worden geconstateerd.

60

Om de mogelijkheden uit te breiden tot signaalvolgen in MF- en HF-versterkertrappen, kunnen we

een aparte zoekkop met een detectieschakeling maken. Het is ook mogelijk deze zoekkop zó te

maken dat het detectiecircuit met een schakelaartje kan worden overbrugd. We verkrijgen daarmee

een universele zoekkop (zie afb. 9-8), die tijdens signaalvolgen kan worden omgeschakeld van HF-

volgen naar LF-volgen.

afb. 9-7

afb. 9-8

Met enige handigheid kan de schakeling van zo'n zoekkop worden ondergebracht in een stukje

aluminium buis dat dan tevens als afscherming dienst doet. Deze moet dan wel met de afscherming

van het snoer zijn verbonden; tussen de zoekkop en de signaalvolger-versterker moet hoe dan ook,

afgeschermd snoer worden gebruikt.

In afb. 9-9 is vervolgens een schakeling voor een elektronische V/mA meter gegeven die heel

behoorlijke prestaties biedt, waaronder een ingangsweerstand van ongeveer 10 MΩ op alle

gelijkspanningsbereiken. Met een dergelijke hoge ingangsweerstand kunnen ook aan hoogohmige

schakelingen nog betrouwbare metingen worden verricht, waar een gewone multimeter als gevolg

van zijn relatief lage ingangsweerstand (bijv. 20 kΩ/V), foutieve resultaten te zien geeft of de

instelling van de schakeling beïnvloedt. Voor volle meteruitslag moet over de ingang van de

meetversterker een spanning van 100 mV staan (meetbereik zonder ingangsschakeling).

Met de ingangsschakeling weergegeven in afb. 9-10 wordt dit meetbereik uitgebreid naar vier

spanningsbereiken en vier stroombereiken. Voor spanningsmetingen vormt de ingangsschakeling een

61

spanningsdeler; voor stroommetingen een in het stroomcircuit opgenomen weerstand waarover de

te meten stroom een meetbare spanningsval maakt. In alle meetbereiken resulteert de hoogste

stroom- of spanningswaarde van dat bereik in een spanning van 100 mV aan de ingang van de

meetversterker die bestaat uit een als niet-inverterende gelijkspanningsversterker geschakelde

OpAmp met de minpotentiaal als referentiespanning (vergelijk met afb. 7-2b).

afb. 9-9

afb. 9-10

Alleen een positieve spanning wordt dus versterkt hetgeen in deze toepassing geen bezwaar is. Wel

is een OpAmp, die tot aan de minlijn kan worden uitgestuurd, essentieel. Daarom is voor een

CA 3130 gekozen, ook al vanwege de uiterst hoge ingangsimpedantie van dit type.

Twee diodes over de ingang beschermen de meetversterker tegen overbelasting (bijv. door keuze

van een verkeerd meetbereik), terwijl de weerstand van 100 kΩ op zijn beurt de diodes beschermt.

62

De 100 μA-meter meet de stroom, veroorzaakt door de uitgangsspanning en lopend door de

weerstand gevormd door serieschakeling van de inwendige weerstand van de meter en de

instelpotentiometer van 22 kΩ. Omdat de OpAmp een versterking geeft van 11 × (110 kΩ/ 10 kΩ), is

de uitgangsspanning, bij een ingangsspanning van 100 mV, gelijk aan 1,1 V. Voor een volle

meteruitslag (100 μA) moet de serieweerstand dus 1,1 V/100 μA = 11 kΩ bedragen. Het ijken

(instellen van de instelpotentiometer van 22 kΩ) kan bijv. worden gedaan met behulp van een verse

9 V batterij. De instelpotmeter stellen we zó in, dat een uitslag van 90 schaaldelen in het meetbereik

0 tot 10 V wordt verkregen. Eventueel vergelijken met metingen door een ander meetinstrument.

De instelpotmeter van 10 kΩ, die dient voor nulafregeling, is wellicht niet eens nodig. Toepassing

ervan verdient alleen aanbeveling indien het voltooide instrument, ingebouwd in een effectief

afschermende behuizing, een uitslag te zien geeft (bijv. in meetbereik 0...100 mV) zonder dat er een

ingangsspanning bestaat. De meetversterker is namelijk dermate gevoelig, dat bijv. opgepikte

netbrom resulteert in een kleine ingangsspanning. Wegregelen van de uitslag als gevolg hiervan, zou

een foutieve afregeling tengevolge hebben.

Het is van essentieel belang, dat het gecompleteerde apparaat alsmede de meetsnoeren deugdelijk

zijn afgeschermd, bijv. door inbouw in een metalen behuizing (behuizing verbonden met massa) en

gebruik van afgeschermde snoeren.

Voor wisselspanningsmetingen kan desgewenst een extra ingangsbus (~) en een detectie/gelijkricht-

schakeling worden toegevoegd zoals gestippeld is weergegeven in afb. 9-10. De meetsnoeren

worden dan aangesloten op de '~' en '-' bussen. De weerstand van 4,7 MΩ vormt, samen met de

ingangsschakeling van de 5 weerstanden (totaal 11,111 MΩ), een spanningsdeler die de door de

gelijkrichtschakeling geleverde piekspanning reduceert tot de effectieve waarde (factor 0,7; zie

rekenregels achterin).

De wisselspanningsmetingen moeten overigens meer vergelijkend dan absoluut worden

geïnterpreteerd, met name bij spanningen lager dan omstreeks 0,5 V.

Met deze extra faciliteit kunnen we dus wisselspanningen en signaalspanningen meten, maar

bijvoorbeeld ook spanningsfluctuaties of rimpelspanning op een voedingslijn constateren, of de

versterking van een versterkertrap beoordelen (vergelijken van in- en uitgangssignaal).

afb. 9-11

Afbeelding 9-11 geeft een schakeling voor het testen van diodes en transistoren (géén FET's). Niets

anders dan een eenvoudige GES (vergelijk met afbeeldingen 2-1 en 2-2) waarvan de voeding en de

63

daarmee in serie staande 1 mA-meter kan worden omgepoold door middel van een 'dubbel om'

schakelaar (S2), zodat de schakeling voor het testen van PNP- zowel als NPN-transistoren geschikt is.

De voedingsspanning is laag gehouden, zodat een onverhoopt verkeerde aansluiting van een

transistor niet tot beschadiging van die transistor kan leiden.

Met schakelaar S1 wordt de basisstroom ingesteld:

stand 1 Geen basisstroom; de meter geeft de lekstroom aan, die alleen bij Ge transistoren groot genoeg is om een uitslag te veroorzaken.

stand 2 Circa 2 μA voor Ge transistoren (2,8 V/1,5 MΩ) Circa 1,5 μA voor Si transistoren (2,3 V/1,5 MΩ

stand 3 Circa 20 μA voor Ge transistoren (2,8 V/150 kΩ) Circa 15 μA voor Si transistoren (2,3 V/150 kΩ)

Opmerking: Stand 3 bij voorkeur alleen gebruiken indien stand 2 in onvoldoende

meteruitslag resulteert (hFE kleiner dan omstreeks 50).

Bij correcte werking versterkt de transistor de ingestelde basisstroom met een factor hFE tot de

collectorstroom. Met de 1 mA-meter meten we in feite de emitterstroom (Ie = Ib + Ic), doch omdat lb

klein is ten opzichte van Ic, nemen we gemakshalve aan, dat Ic = Ie.

We kunnen dus ook hFE bepalen, althans de waarde ervan geldend bij kleine stroomsterkten, door

vergelijking van de gemeten collectorstroom met de ingestelde basisstroom (hFE = Ic/lb).

De weerstand van 2,7 kΩ beperkt de maximum stroom door de transistor tot omstreeks 1 mA.

Diodes kunnen worden getest door ze aan te sluiten tussen 'e' en 'c'. Met de kathode (gemerkte

zijde) aan 'c', de anode aan 'e' en S2 in stand 'PNP', staat de diode in sperrichting (geen of kleine

meteruitslag bij goede diode); met S2 in stand 'NPN' in doorlaatrichting (hoge meteruitslag bij goede

diode).

Een instrument waar we misschien wat minder vaak naar zullen grijpen, maar dat we in die

incidentele gevallen des te meer zullen missen wanneer we er niet over beschikken, is een

weerstandsmeter. Natuurlijk, weerstandswaarden worden aangegeven met kleurringen. Die kunnen

echter zijn verkleurd of vervaagd. Ook kan het bijvoorbeeld voor komen dat we tijdens experimen-

teren de instelling van een potentiometer willen meten. Kortom, we hebben zo'n instrument nodig,

met name wanneer we niet over een multimeter beschikken. De weerstandsmeter weergegeven in

afb. 9-12 biedt overigens een aanzienlijk betere meetnauwkeurigheid dan een multimeter, vooral bij

meting van hoge weerstandswaarden.

64

Afb. 9-12

De werking is gebaseerd op meting van de spanningsval die een bekende stroom produceert over

een onbekende weerstand. Zo produceert een stroom van 10 mA een spanningsval van 1 V over een

weerstand van 100 Ω, een evenredig kleinere spanningsval over kleinere weerstanden. Een stroom

van 1 mA doet datzelfde over weerstanden van 1000 Ω en kleiner. De benodigde, nauwkeurig

bepaalde stromen bewerkstelligen we met een stroombronschakeling (zie rekenregels achterin;

schakeling 13) waarvan de werking al even eenvoudig is: de basisspanning van de PNP transistor is

ongeveer UB - 1,4V (ingesteld met behulp van twee, in doorlaatrichting geschakelde, universele

siliciumdiodes). Indien de transistor in geleiding is, is de emitterspanning dus circa 0,7V hoger zodat

over de emitterweerstand nog een spanning van circa 0,7V moet vallen. Gesteld dat dit ook

inderdaad de exacte spanning is, resulteert een emitterweerstand van 70 Ω in een emitterstroom (en

dus collectorstroom) van 0,7 V/70 Ω = 10 mA.

Wanneer we die emitterweerstand uitvoeren als instelpotmeter van 100 Ω, kunnen we die zodanig

instellen dat de collectorstroom ook inderdaad exact 10 mA bedraagt. Zo kunnen we met behulp van

een keuzeschakelaar één van de zes instelpotmeters als emitterweerstand in het circuit opnemen en

produceren daarmee, vooropgesteld dat de potmeters juist zijn ingesteld, één van de zes nauwkeurig

bepaalde stromen (10 mA - 1 mA - 100 μA - 10 μA - 1 μA - 0,1 μA). Die stromen corresponderen met

de meetbereiken 0 tot 100 Ω - 1 kΩ - 10 kΩ - 100 kΩ - 1 MΩ - 10 MΩ. Indien een juist meetbereik is

gekozen, resulteert dat dus steeds in een spanning over Rx tussen 0 en 1 V. De rest van de schakeling

vormt dan ook in feite een 0...1 V spanningsmeter. De OpAmp is daartoe geschakeld als impedantie-

transformator, d.w.z. als niet-inverterende, volledig tegengekoppelde versterker (vergelijk met afb.

7-2b; R1 = , R2 = 0). De spanningsversterkíng daarvan is 1 terwijl de ingangsimpedantie extreem

hoog is (vele duizenden megaohm). Dit laatste is nodig omdat een lage(re) impedantie het lineaire

verband tussen de te meten weerstand en de daarover gemeten spanning teniet zou doen, zeker bij

meting van hoge weerstandswaarden.

De spanning aan de uitgang van de OpAmp (die dus ook 0...1 V bedraagt) lezen we af op een, middels

de serieweerstand van 10 kΩ als 0...1 V spanningsmeter geschakelde 100 μA meter.

65

Wanneer de schakeling gereed is, stellen we de instelpotmeters in m.b.v. bekende ijkweerstanden in

de Rx positie. Voor elk van de meetbereiken hebben we een ijkweerstand nodig met een waarde die

hoog in dat meetbereik valt (bijvoorbeeld 82 Ω - 820 Ω - 8,2 kΩ - 82 kΩ - 820 kΩ - 8,2 MΩ).

Ten aanzien van het gebruik van het instrument nog het volgende. Indien we de weerstandsmeter

inschakelen zonder weerstand in de Rx positie, heeft dat een nagenoeg zevenvoudige overbelasting

van de 100 μA meter tengevolge. De collectorspanning van de PNP transistor bedraagt dan namelijk

bijna 7 V hetgeen resulteert in een stroom van circa 700 μA door de 100 μA meter. Hetzelfde kan

gebeuren bij keuze van een te laag meetbereik. Daarom kunnen we de voeding het beste aansluiten

via een drukschakelaar met voorkeursstand in de 'uit' positie. We moeten dan volgens een vaste

meetprocedure tewerk gaan: onbekende weerstand aansluiten - hoogste schaalbereik kiezen - meten

middels het inschakelen van de voeding - naar behoefte terugschakelen naar een kleiner meetbereik.

Er is overigens wel wat te doen aan die eventuele zevenvoudige overbelasting. Wanneer we namelijk

zorgen dat de volle meteruitslag wordt bereikt bij een spanning van 5,9 V in plaats van bij 1 V (door

de serieweerstand van 10 kΩ te vervangen door een van 59 kΩ), is de maximale overbelasting

teruggebracht tot een circa 1,8-voudige (7 V/39 kΩ ≈ 180 μA). De meetstromen moeten echter wel

een factor 3,9 groter zijn om over eenzelfde weerstand een 3,9 maal grotere spanningsval te

bewerkstelligen. We kunnen dat bereiken door bijvoorbeeld in plaats van de twee silicium diodes,

één Zener diode van 2,7 V of 3,0 V (in sperrichting geschakeld) toe te passen. Voorts moeten we

realiseren dat in het 0...100 Ω meetbereik de verbruiksstroom nu ruim 40 mA bedraagt, hetgeen

eigenlijk teveel is gevraagd van een 9 V transistorbatterij. Wanneer de voeding wat "volwassener" is,

is dit echter een aantrekkelijke modificatie.

Afb. 9-13

Tot slot van dit hoofdstuk nog een methode om de in- of uitgangsimpedantie van een

(versterker)schakeling te meten. Daartoe maken we gebruik van de meetschakeling weergegeven in

afb. 9-13. Een signaalgenerator, bijvoorbeeld de sinusgenerator van afb. 9-1, is via een

potentiometer R1 aangesloten op de ingang van de te bemeten schakeling. Die ingang is voorgesteld

als een weerstand Rin (de ingangsimpedantie). De uitgang van de te bemeten schakeling is te

beschouwen als een weerstand Ruit (de uitgangsimpedantie), in serie met een signaalbron (het al

dan niet versterkte signaal). Wanneer we de ingangsimpedantie willen bepalen, stellen we R1 in op

0 Ω, laten R2 weg en meten de ingangsspanning Uin, eventueel de uitgangsspanning Uuit. In voor-

versterkers heeft Uin namelijk veelal een dusdanig kleine waarde, dat die met een wisselspannings-

meter niet of niet betrouwbaar is te meten; zolang er echter een lineair verband bestaat tussen Uin

en Uuit (d.w.z. constante versterking), kan in plaats van Uin ook Uuit worden gemeten. Vervolgens

draaien we R1 op totdat Uin (dan wel Uuit) is gehalveerd. Wanneer we realiseren dat R1 met Rin een

66

spanningsdeler vormt, zal het duidelijk zijn dat de nu ingestelde waarde van R1 gelijk is aan de

ingangsimpedantie.

Hetzelfde principe gebruiken we bij de meting van de uitgangsimpedantie. We stellen R1 weer in op

O Ω (of sluiten de signaalgenerator rechtstreeks aan op de ingang), laten R2 vooralsnog weg, en

meten de uitgangsspanning Uuit. Vervolgens nemen we R2 op en stellen deze zodanig in dat de

uitgangsspanning Uuit is gehalveerd. De dan ingestelde waarde van R2 is weer gelijk aan de uitgangs-

impedantie.

Uit het voorgaande volgt dat R1 en R2 in elk geval groter moeten zijn dan de in- respectievelijk

uitgangsimpedantie die we verwachten.

67

10 Netvoedingseenheden, stabilisatieschakelingen

ln dit laatste hoofdstuk komen tenslotte een aantal netvoedingseenheden en stabilisatieschakelingen

aan de orde. De voor een schakeling vereiste gelijkspanning kunnen we uit het lichtnet betrekken

door de netwisselspanning met behulp van een (net)transformator omlaag te brengen naar een meer

geschikte waarde en vervolgens deze lagere wisselspanning gelijk te richten, af te vlakken en zonodig

te stabiliseren.

afb. 10-1

Wisselspanningen worden als regel uitgedrukt als effectieve waarde, dit is de overeenkomstige

waarde van een gelijkspanning, die in eenzelfde ohmse belasting evenveel vermogen (warmte) zou

ontwikkelen als de betreffende wisselspanning. De piekspanning van een sinusvormige

wisselspanning is circa 1,4 maal de effectieve spanning. Zo is de piekspanning van het lichtnet (220V

effectief) dus omstreeks 310V.

De (omlaag getransformeerde) wisselspanning moet worden gelijkgericht, terwijl een elektrolytische

condensator de resulterende fluctuerende gelijkspanning moet afvlakken. De belangrijkste

(dubbelfasige) gelijkrichtschakelingen zijn weergegeven in afb. 10-2; de eerste twee (afb. 10-2a en

10-2b) maken gebruik van een transformator met middenaftakking; de laatste twee, meer

voorkomende, maken gebruik van een conventionele trafo en een brugschakeling (Graetz brug).

In het eerste geval moeten de diodes bestand zijn tegen de piekspanning van de beide afzonderlijke

secundaire wikkelingen samen, ofwel 2,8 × Ueff van een van beide wikkelingen; in het tweede geval

tegen de piekspanning van de enkele secundaire wikkeling, dus 1,4 × Ueff. De afvlakcondensator

moet in beide gevallen tenminste bestand zijn tegen de maximale uitgangsspanning (1,4 × Ueff; zie

afb. 10-3). Nu zijn we er daar nog niet mee, want wanneer we de schakeling gaan belasten (d.w.z.

wanneer deze stroom moet leveren), ontstaat er een rimpelspanning Ur waarvan de grootte

afhankelijk is van de belasting, de lichtnetfrequentie en de capaciteit van de afvlakcondensator (zie

afb. 10-4).

Umax = 1,4 Ueff (onbelast).

= 1,4 Ueff - 0,7 of 1,4 V (belast).

NB: De 0,7 of 1,4 V is het verlies over de (Si) gelijkrichtdiodes; 1,4V in de brugschakeling, 0,7 V in de

andere schakeling.

Ur =

I in ampères f in hertz (lichtnet: 50 Hz C in farad

Umin = Umax - Ur = 1,4 Ueff - 0,7 of 1,4 V - Ur

68

Voorbeeld

Usec = Ueff = 12 V

C = 1000 μF

Umax = 1,4 × 12 V = 16,8 V

Ur =

= 1 V

Umin = 16,8 - 1,4 - 1 V = 14,4 V

Brugschakeling Stroomafname 0 … 100 mA

In de schakelingen zijn voorts zogenaamde ratelcondensatoren getekend tussen de secundaire

transformatoraansluitingen en massa. Deze condensatoren, met een waarde van zo'n 0,01 μF,

dienen om kortstondige hoogfrequente (storings)spanningspieken, voorkomend op het lichtnet, te

weren. Voor deze hoogfrequente spanningspieken vormen de ratelcondensatoren een kortsluiting.

afb. 10-2

69

afb. 10-3

afb. 10-4

Bij kleine, constante stroomafnames kan, zonder extra maatregelen een goede afgevlakte gelijk-

spanning worden gewaarborgd (kleine rimpelspanning). Indien in zo'n geval een lagere voedings-

spanning dan de geleverde gelijkspanning is gewenst, kan dit gemakkelijk worden verwezenlijkt door

een ontkoppelde weerstand in de voedingslijn op te nemen (zie afb. 10-5).

afb. 10-5

Bij grotere stroomafname is, omdat geen onbeperkt grote waarde voor de afvlakcondensator kan

worden gekozen, een grotere rimpelspanning onvermijdelijk. Wanneer bovendien de stroomafname

nog varieert, varieert ook de gemiddelde uitgangsspanning (Ugem = Umax - 1/2Ur). In dergelijke

gevallen is daarom een betere spanningsregeling vereist.

De eenvoudigste spanningsregeling/spanningsstabilisatie wordt verkregen met een weerstand-

zenerdiodecombinatie als weergegeven in afb. 10-6. Een zenerdiode, die overigens altijd in

sperrichting wordt aangesloten, heeft een nauwkeurig gedefinieerde doorslagspanning

('zenerspanning', keuze uit een groot aantal standaardwaarden). Is de ingangsspanning hoger dan de

doorslagspanning, dan geleidt de diode, zelf of in aanvulling tot de belasting zoveel stroom trekkend

als nodig is om over de weerstand Rx een dusdanige spanningsval te bewerkstelligen dat over de

zenerdiode juist de doorslagspanning overblijft. Hoe hoger de stroom is die de belasting trekt, des te

lager kan de stroom zijn die wordt getrokken door de zenerdiode. Bij maximale stroomafname zou

Iz = 0 kunnen zijn. Door de voor Rx berekende waarde altijd naar beneden af te ronden naar de

dichtstbijzijnde standaardwaarde, verzekeren we dat ook bij maximale belasting een kleine zener-

stroom blijft bestaan.

70

afb. 10-6

Dit komt de spanningsstabilisatie ten goede. Met deze uitgangsprincipes kunnen we de optimale

waarde voor Rx berekenen:

URx = Uin - Uz

Itot = Ibel + Iz =

Rx is dus:

NB (1) Imax is de maximum belastingsstroom.

(2) Kies Uin = Umin indien volgend op een gelijkrichtschakeling.

(3) Rx naar beneden afronden.

Vermogen dat door Rx moet kunnen worden verwerkt:

PRx = URx × Utot = (Uin - Uz)

NB (1) Kies Uin = Umax indien volgend op een gelijkrichtschakeling.

(2) PRx ruim kiezen

Vermogen dat de zenerdiode moet kunnen verwerken:

Pz = Uz × Iz = Uz ( Itot - Imin) = Uz (

- Imin )

NB (1) Kies Uin = Umax indien volgend op een gelijkrichtschakeling

(2) Imin is de minimum belastingsstroom

(3) Pz ruim kiezen

71

Voorbeeld, aansluitend op het eerdere voorbeeld:

Umax = 16,8 V Umin = 14,4 V

Stroomafname 0 … 100 mA.

Gewenste voedingsspanning: Uuit = Uz = 9,1 V.

(9,1 V is een standaardwaarde).

Rz =

= 53 Ω (47 Ω).

PRx =

= 1,3 W (2 W).

Pz = 9,1 V (

Zoals uit dit voorbeeld blijkt, moet de weerstand-zenerdiodecombinatie al bij betrekkelijk bescheiden

stroomafnamen, aanzienlijke vermogens verwerken. Daarom maken we in geval van hogere

stroomafnamen gebruik van een aan de schakeling toegevoegde, als GCS geschakelde

stroomversterker, waarbij de belasting als het ware de emitterweerstand van de regeltransistor

vormt (zie afb. 10-7). De weerstand-zenerdiodecombinatie hoeft dan alleen nog maar de basisstroom

voor de regeltransistor te leveren (lb = IC/hFE = Ibel/hFE) en de basisspanning te stabiliseren. De

uitgangsspanning (= emitterspanning) volgt de basisspanning op Ube na en is daarmee dus

gestabiliseerd.

Uuit is nu gelijk aan Uz - Ube = Uz - 0,7 V (Si transistor). Voor de verdere dimensionering maken we

gebruik van de eerder geformuleerde rekenregels, met dien verstande dat voor de maximale en

minimale belastingstroom de maximale en minimale basisstroom moet worden gesubstitueerd (Imax

respectievelijk Imin gedeeld door hFE).

Voorts moeten we zorgen, dat ook bij maximale stroomafname een stroom van enkele mA door de

zenerdiode gehandhaafd blijft. Daarom kiezen we als IRx, een waarde Imax/hFE + 5 mA. Deze

aanpassingen resulteren in de gewijzigde rekenregels vermeld in afb. 10-7.

Voorbeeld, zelfde ingangsgegevens als bij het vorige voorbeeld. De regeltransistor heeft een

minimum hFE van 50. Omdat de gewenste voedingsspanning 9 V bedraagt, kiezen we een zenerdiode

van 10V (Uuit = 10 V - 0,7 V = 9,3 V).

Rx =

= 630 Ω (560 Ω)

PRx =

= 85 mW (0,25 W)

Pz = 10 V (

= 120 mW (0,5 W)

Ptr = (16,8 - 9,3 V) 100 mA = 0,75 W (tenminste 1 W type)

Een hogere maximale stroomafname, bijvoorbeeld 500 mA, zou resulteren in de volgende

noodzakelijke aanpassingen (ga dit na):

1. Afvlakcondensator verhogen tot 4700 μF om de rimpelspanning beperkt te houden tot circa 1 V.

2. Rx =

= 270 Ω.

3. Ptr = 7,5 V × 0,5 A = 4W

72

afb. 10-7

Vaak wordt over de zenerdiode nog een extra elektrolytische condensator van zo'n 100 μF

geschakeld, teneinde de zenerruis te elimineren (gevolg van het voortdurende, met hoge frequentie

omschakelen van de zenerdiode tussen spertoestand en doorslagtoestand).

Het is duidelijk, dat hoe hoger de stroomversterking van de regeltransistor is, hoe lager de

basisstroom is die de weerstand-zenerdiodecombinatie moet leveren. Dit komt de stabilisatie ten

goede. Een hoge stroomversterking kan worden verwezenlijkt door een tweede GCS in serie met de

eerste GCS te schakelen. We krijgen daarmee een zogenaamde Darlington-schakeling (zie afb. 10-8)

waarvan de totale stroomversterking gelijk is aan het product van de beide afzonderlijke

stroomversterkingsfactoren, met andere woorden:

hFE(tot) = hFE(T1) × hFE(T2)

In plaats van de beide transistoren kunnen we ook één Darlington-transistor gebruiken. Dit is, zoals

we in hoofdstuk 8 hebben gezien, een eenvoudig IC dat we als een gewone transistor met een zeer

hoge hFE kunnen toepassen.

Ook kan, zoals we later zullen zien, heel goed een OpAmp met een nog veel hogere stroom-

versterking aan de regeltransistor voorafgaan.

De door de weerstand-zenerdiodecombinatie te leveren basisstroom/regelstroom wordt hiermee zo

klein dat we deze voor het bepalen van de dimensionering, veelal kunnen verwaarlozen (zie

aangepaste rekenregels bij afb. 10-8).

Willen we de uitgangsspanning regelbaar maken, dan kunnen we bijvoorbeeld met een

keuzeschakelaar één van meerdere verschillende zenerdiodes inschakelen (zie afb. 10-9).

73

afb. 10-8

afb. 10-9

Zo resulteren de zenerwaardes 5V6, 7V5, 10 V, 13 V en 16V in uitgangsspanningen van respectievelijk

omstreeks 4,5 V (4,3 V), 6 V (6,2 V), 9 V (8,7 V), 12 V (11,7 V) en 15 V (14,7 V). Voor Rx moeten we

een compromis-waarde kiezen: een waarde die in alle gevallen een Iz van tenminste enkele mA

waarborgt. Bij de berekening is het dan het beste zich te richten op de zenerdiode met de hoogste

zenerspanning. Voor de berekening van de te verwerken vermogens (PRx, Pz, PTr,) moet

daarentegen de laagste zenerspanning worden gehanteerd.

In afb. 10-10 zien we vervolgens een schakeling met een OpAmp. Deze schakeling levert een

uitgangsspanning die tussen circa 5,6 en 17 V continue regelbaar is, vooropgesteld dat de

ingangsspanning voldoende hoog is. Om de werking in te zien, moeten we ons realiseren dat een

OpAmp het spanningsverschil tussen de beide ingangen versterkt. De weerstand-zenerdiode-

combinatie levert de referentiespanning die aan de niet-inverterende ingang wordt gelegd (5,6 V).

De schakeling is alleen in evenwicht, indien aan de inverterende ingang óók die zelfde spanning staat.

Als de loper van de potentiometer in bovenste stand staat (volle uitgangsspanning toegevoerd aan

de inverterende ingang), bestaat de evenwichtstoestand als de uitgangsspanning ook 5,6 V bedraagt.

Zou die om enige reden bijv. hoger worden, dan wordt de inverterende ingang positief ten opzichte

van de niet-inverterende ingang. Dit positieve spanningsverschil wordt versterkt en geïnverteerd,

met andere woorden, het verlaagt de uitgangsspanning tot die weer 5,6 V bedraagt. Zo wordt een

minimale afwijking steeds onmiddellijk gecorrigeerd.

Als de loper van de potentiometer in de onderste stand staat, wordt als gevolg van de werking van de

spanningsdeler slechts een derde deel van de uitgangsspanning aan de inverterende ingang

74

toegevoerd. De evenwichtstoestand bestaat dan alleen indien de uitgangsspanning circa 3 × 5,6 V =

16,8 V bedraagt. Elke tussenstand van de loper resulteert proportioneel in een uitgangsspanning

tussen de beide uiterste waarden. De potentiometer kan naar keuze worden uitgevoerd als

instelpotentiometer (vaste, instelbare voeding) of als paneelpotentiometer (experimenteervoeding

met variabele uitgangsspanning).

afb. 10-10

afb. 10-11

Bij gebruik van een OpAmp in het regelcircuit moeten we er wel voor zorgen dat de basisstroom van

de regeltransistor (dit is dus de stroom die de OpAmp moet leveren) ten hoogste 15 tot 20 mA

bedraagt.

In afb. 10-11 is een stroombeperkingscircuit/kortsluitbeveiliging aan de overigens niet gewijzigde

schakeling toegevoegd. In de minleidíng is daartoe een weerstand opgenomen, in dit geval 1,2 Ω.

Wanneer de verbruiksstroom over deze weerstand een spanningsval van 0,6 à 0,7 V of meer

veroorzaakt, met andere woorden wanneer de verbruiksstroom hoger is dan zo'n 0,6 V/1,2 Ω ofwel

75

500 mA, komt de BC 548 in geleiding en sluit daardoor de zenerdiode kort. De referentiespanning en

dus de uitgangsspanning valt dan terug waardoor op zijn beurt de verbruiksstroom afneemt tot een

nieuw evenwicht ontstaat. Voor elke stroomwaarde lager dan de beperkingswaarde, spert de BC 548

en heeft dus geen invloed op de schakeling. De weerstand van 470 Ω in de basisleiding van de BC 548

voorkomt een te hoge stroom door deze transistor. Belangrijk is voorts dat de 'voel'weerstand van

1,2 Ω het gevoerde vermogen kan verwerken:

P= U × I = × R; in dit geval dus × 1,2 = 0,3 W (ruim kiezen, bijv. een 1 W weerstand).

afb. 10-12

In afb. 10-12 is de regeltransistor vervangen door een Darlington combinatie. De stroombeperkings-

schakeling is opgenomen in de plusleiding (stuurt bij geleiding de regeltransistoren in spertoestand

omdat de basis-emitterspanning daarvan wegvalt) en de weerstand van de weerstand-zenerdiode-

combinatie is vervangen door een stroombronschakeling (zie rekenregels achterin) bestaande uit een

PNP transistor en een nieuwe zenerdiode-weerstandcombinatie, die de basis-voorspanning van deze

transistor instelt. De emitterweerstand van de PNP transistor bepaalt nu geheel de aan de 5V6 zener-

diode toegevoerde stroom, met andere woorden, de door de 5V6 zenerdiode lopende stroom is

vrijwel constant en onafhankelijk van ingangsspanningsvariaties. Een stroom van zo'n 2 tot 5 mA

voldoet meestal goed. De emitterweerstand is snel berekend:

Uc = Ub - Ube = 2,2 V - 0,7 V = 1,5 V (t.o.v. de pluslijn).

Re is dus 1,5 V/3 mA (keuze), d.w.z. 470 Ω.

De weerstand van 6,8 kΩ beperkt de stroom door de 2V2 zenerdiode eveneens tot een paar mA

(exacte waarde afhankelijk van de ingangsspanning). De enige voorwaarde gesteld aan deze stroom

is, dat die groot moet zijn ten opzichte van de basisstroom van de PNP-transistor.

De IC ontwikkeling heeft zich logischerwijze over dit soort schakelingen ontfermd.

In afb. 10-13 is min of meer dezelfde schakeling als in afb. 10-12, maar dan in IC-uitvoering, weer-

gegeven. Het gebruikte IC is een type 723C. Hiermee kan dus met weinig extra onderdelen een goede

kwaliteits gestabiliseerde, regelbare voeding worden samengesteld.

76

afb. 10-13

Dit hoofdstuk zou onvolledig zijn indien niet de handige zogenaamde driepoots spanningsregelaars

zouden worden genoemd. Deze IC's zijn verkrijgbaar voor de meest gebruikelijke spanningen

(ondermeer 6, 12, 15, 18, 24 V, positief zowel als negatief) en voor maximum stroomafnames van

100 mA, 1 A en 5 A. De 100 mA types zien eruit als een klein-signaal transistor (TO 92 behuizing), de

beide andere als vermogenstransistoren.

De toepassing is uiterst eenvoudig: slechts 2 extra onderdelen completeren de gehele schakeling.

Afb. 10-14 geeft een voorbeeld van zo'n schakeling, gebruikmakend van een 7812 IC. De beide

condensatoren moeten steeds zo dicht mogelijk bij de in/uitgang van het IC worden gemonteerd.

afb. 10-14

Opmerking: In al deze stabilisatieschakelingen blijven de eisen, gesteld aan de ingangs-

spanning, ongewijzigd. De minimum ingangsspanning moet dus ruim boven de gewenste

uitgangsspanning liggen. Dit betekent dat de rimpelspanning in de hand moet worden

gehouden, zeker indien de ingangsspanning aan de krappe kant is. Dit wordt des te kritischer

naarmate de belastingsstroom toeneemt.

Hoewel in dit boek steeds enkelvoudige voedingen werden gebruikt, kan het voor het verder

experimenteren met bijv. OpAmp's, wenselijk zijn te beschikken over een dubbele voeding

(+ UB, 0, - UB).

77

afb. 10-15

Daarom besteden we tot slot enige aandacht aan dergelijke voedingen. De meest gebruikelijke

dubbele gelijkrichtschakeling bestaat uit een transformator met middenaftakking, gevolgd door een

combinatie van zowel een positieve als een negatieve gelijkrichtschakeling (die tezamen weer een

Graetz brugschakeling vormen). De schakeling is weergegeven in afb. 10-15.

(Noot: de brug moet in dit geval bestand zijn tegen 1,4 maal de som van Ueff van beide secundaire

trafowindingen, ofwel 2,8 maal Ueff).

De beide uitgangsspanningen kunnen worden gestabiliseerd met twee afzonderlijke stabilisatie-

schakelingen (bijv. zenerdiode's, zenerdiode/regeltransistorcombinaties, driepootschakelingen).

Wellicht ten overvloede zijn in de afbeeldingen 10-16, 10-17 en 10-18 enkele principeschema's als

voorbeeld daarvan weergegeven.

afb. 10-16 afb. 10-17

78

afb. 10-18

79

11 Overzicht van gebruikte symbolen

80

81

Opmerking: Weerstandwaarden worden uitgedrukt in ohm (Ω), condensatorwaarden in farad (F). Voorvoegsels geven de grootte-orde aan:

kilo (k) = micro (μ) =

mega (M) = nano (n) =

milli (m) = pico (p) =

In dit boek wordt in schema's in het algemeen de aanduiding Ω of F weggelaten. 10 k betekent dus 10.000 Ω; 100 n of 0,1 μ betekent F.

82

12 Stripboard ontwerpen; tips en voorbeelden

Stripboard tips

1. Het gebruikte stripboard is de uitvoering met 2,54 mm tussen de gaatjes (afstand tussen IC-aansluitingen)

2. Onderdelen, draadbruggen etc. aanbrengen aan de pertinax zijde, solderen aan de koperzijde.

3. Weerstanden en elco's bij voorkeur liggend monteren. Soms is echter staande montage praktischer.

4. In alle voorbeelden zijn de koperstrips weergegeven als horizontale lijnstukken. Vaak wordt één strip voor meerdere contactgroepen gebruikt. Dan de strip onderbreken tussen de afzonderlijke contactgroepen.

5. Onderbreken van de strips gaat het gemakkelijkst over een gaatje. Indien een onderbreking tussen twee gaatjes is vereist, moet dit worden uitgevoerd vóór het solderen.

6. Onderbreken van de strips rond de (3 mm ø) schroefgaten, voorkomt sluiting via de schroef indien het 'printje' (uiteraard m.b.v. afstand-busjes) wordt gemonteerd in een metalen behuizing (kast of chassis).

7. Indien een onderdeel met meer dan een aansluiting op een en dezelfde koperstrip is geplaatst, moet de koperstrip tussen de beide aansluitpunten worden onderbroken.

83

8. Soms is het handiger een draadbrug aan de koperstripzijde aan te brengen, bijv. onder een IC.

9. Soms moet een koperstrip onder een IC intact blijven.

10. Eén aansluitdraad moet soms op twee strips worden aangesloten. Oplossing: Draad via eerste gaatje naar koper-zijde, via tweede gaatje terug. Of: Draad in verste gaatje monteren, draadoogje in andere gaatje.

11. Soldeerpennetjes aanbrengen in de aansluit-punten van het “printje' vergemakkelijkt aansluiten daarvan na inbouw.

84

Raadpleeg bij het nabouwen de principeschema”s.

De nummers tussen haakjes verwijzen hiernaar.

Afb. 12-1 (5-6)

Afb. 12-2 (6-1)

85

Afb. 12-3 (6.4)

Afb. 12-4 (7-8)

86

Afb. 12-5 (7-9)

87

Afb. 12-6 (8-18)

Afb. 12-7 (8-19)

88

Afb. 12-8 (9-1)

Afb. 12-9 (9-2)

89

Afb. 12-10 (9-4)

Afb. 12-11 (9-5)

90

Afb. 12-12 (9-7)

Afb. 12-13 (9-9)

91

Afb. 12-14 (9-12)

Afb. 12-15 (10-11)

92

Afb. 12-16 (10-13)

93

13 Rekenregels voor transistorschakelingen

Spanningen en stromen

Algemeen: U = I × R

P = U × I = R

UB = URC + Uce + Ure

Ub = URb2 = Ube + URe = UB - URb1

Uc = UB - URc URc = Ic × Rc

Ue = Ure = Ie × Re = (omstreeks) Ic × Re

Ie = Ib + Ic

hFE =

IRb1 = I(Rb1 + Rb2) + Ib

IRb2 = I(Rb1 + Rb2)

94

Wisselspanningen en wisselstromen

Algemeen: 1. De effectieve waarde van een wisselspanning resp. wisselstroom is de waarde van de gelijkspanning resp. gelijkstroom die in eenzelfde ohmse weerstand eenzelfde hoeveelheid energie ontwikkelt.

2. In plaats van Up / Ip wordt ook wel Umax / Imax of Û / Î gebruikt. In plaats van Upp / Ipp wordt ook wel Utt / Itt gebruik (tt = top-top).

Upp = 2 Up Ipp = 2 Ip

Up = Ueff =

Up ≈ 0,7 Up

Ip = Ieff =

Ip ≈ 0,7 Ip

Ueff = Ieff . R Up = Ip . R

P = U . I = Ueff . Ieff = . R =

= ½ Up . Ip = ½

95

1. Kies Ic (in het algemeen 0,1 … 2,5 mA in voorversterkers). Zie algemene opmerking (1).

2. Voor maximaal mogelijke uitsturing moet Uc midden tussen UB en Uc + 0,3 V worden

ingesteld, m.a.w.:

Uc = ½ (UB + 0,3 V) URc = UB - Uc = ½ (UB - 0,3 V).

Rc =

ofwel Rc =

3. Ub = Ube. NB: Ube ≈ 0,2 V (Ge) of 0,7 V (Si)

Schakeling (1): URb = UB - Ub = UB - Ube

Rb =

Schakeling (2): URb = UB - URc - Ube

Rb =

4. Versterking A ≈ 40 × URc bij schakeling (1); iets minder bij schakeling (2).

5. Ingangsimpedantie is enkele honderden tot enkele duizenden ohms.

6. Zie algemene opmerking (2).

96

1. Keuze Ic en grootte Ube als bij schakelingen (1) en (2).

2. Kies Re zó, dat Ure ≈ 0,7 V m.a.w. Re = 0,7 V / Ic.

3. De basisvoorspanning moet dus gelijk zijn aan Ure + Ube. Dit wordt bewerkstelligd met een

spanningsdeler Rb1 + Rb2 waarin de stroom wordt bepaald op omstreeks 10 × Ib ofwel 10 ×

Ic / hFE:

Rb1 =

Rb2 =

4. Bepaal Rc zó, dat URc = ½ (UB - Ure - 0,3 V), ofwel

Rc =

5. Versterking A is omstreeks 40 × URc.

De ingangsimpedantie is in de grootte orde van enkele duizenden ohms.

6. Zie algemene opmerkingen (2) en (3).

97

1. Keuze IC en grootte Ube als bij schakelingen (1) en (2).

2. URe moet bij voorkeur 0,7 V of meer bedragen, m.a.w. Re

Wel voldoende ruimte

overlaten voor de spanningszwaai van het uitgangssignaal en voor een minimale Uce.

3. De basisvoorspanning moet dus gelijk zijn aan Ure + Ube. Dit wordt bewerkstelligd met een

spanningsdeler Rb1 + Rb2 waarin de stroom wordt bepaald op omstreeks 10 × Ib ofwel

10 × Ic / hFE:

Rb1 =

Rb2 =

4. Bepaal Rc zó, dat URc = ½ (UB - Ure - 0,3 V), ofwel

Rc =

5. Versterking A is omstreeks 40 × URc

'De ingangsimpedantie is in de grootte orde van duizenden ohms.

6. Zie algemene opmerkingen (2) en (3).

98

1. Keuze Ic en grootte Ube als bij schakelingen (1) en (2).

2. Voor maximaal mogelijke uitsturing moet:

URc + URe = ½ (UB - 0,3 V) zijn, ofwel:

Rc + Re =

] Rc en Re

(Gewenste) versterking A = Rc / Re ] hieruit te bepalen

3. Rb1 en Rb2 op dezelfde wijze bepalen als bij schakeling (5), dus

Rb1 =

Rb2 =

4. Ingangsimpedantie ≈ hFE × Re // Rb1 // Rb2

5. Zie algemene opmerking (3).

99

1. Keuze Ic en grootte Ube als bij schakelingen (1) en (2).

2. Ingangsimpedantie is omstreeks hFE × Re // Rb1 // Rb2.

Deze is maximaal indien Rb1 = Rb2.

Ub is dan omstreeks ½ UB zodat Ue = URe = ½ UB - Ube, dus:

Re =

3. Door de spanningsdeler is een stroom ter grootte van minimaal zo'n 2 à 3 × Ib gewenst, dus

Rb1 + Rb2 =

ofwel

Rb1 = Rb2 =

4. (Spannings)versterking is nagenoeg

5. Zie algemene opmerking (3).

100

1. Re - RL

Voor maximum uitsturing moet Ue = ½ UB zijn.

Dus Ic ≈ Ie =

2. Iuit(p) mag hoogstens gelijk zijn aan Ic.

Iuit(p) splitst zich over Re en RL in gelijke delen

(Re = RL ; de wisselstroomweerstand van C wordt verwaarloosd).

Door RL loopt dus maximaal IRL(p) = ½ Iuit(p)

3. Uuit(p) = Iuit(p) × Re//RL = ½ Iuit(p) × RL

4. Puit (ln RL) = ½ Up × Ip = × RL

5. Toegevoerd elektrisch vermogen PE = UB x Ic

6. Verliesvermogen (maximaal bij afwezigheid van signaal)

in de transistor: Pv(T) = Uce × Ic = ½ UB × Ic = ½PE

in de emitterweerstand: Pv(Re) = URe x Ic = ½ UB x Ic = ½PE

101

1. Maximum signaalspanning: Uuit(P) = ½ UB - 1 V

(Uce moet bij grotere collectorstromen tenmlnste 1V bedragen)

Maximum signaalstroom: Iuit(p) =

2. Maximum uitgangsvermogen:

Puit = ½ Uuit(p) × Iuit(p) =

3. Toegevoerd elektrisch vermogen: PE =

4. Verliesvermogen in beide transistoren:

Pv = PE - Puit (maximaal indien Uuit(p) circa

UB bedraagt)

5. Richtwaarde voor Rb1 en Rb2:

Rb1 = Rb2 =

Hierin is Ic de gekozen collector-ruststroom (6 à 10 mA voor kleinere

vermogenstransistoren)

102

1. Vermogensberekeningen conform schakeling 9

2. Richtwaarden voor Rb1 en Rb2 in schakeling 10:

Rb1

Rb2

3. Richtweerden voor Rb1 en Rb2 in schakeling 11:

Rb1

Rb2

4. Bij keuze van lagere waarden voor Rb1 en Rb2, wel de onderlinge verhouding

handhaven.

103

1. Een stroombronschakeling staat niet op zichzelf, doch is een onderdeel van een andere

schakeling.

2. Ub = Uz (keuze; de waarde 2,2 V voldoet i.h.a. goed; zie ook punt 5)

Ue = Ub - 0,7 V = Uz - 0,7 V

3. Gewenste afgiftestroom (= Ic) kiezen

Re =

PRe = PT = Uce

4. De stroom door de R/D combinatie moet groot zijn t.o.v. de basisstroom,

bijv. 10 x Ib ofwel 10

Rb =

5. In plaats van een zenerdiode (in sperrichting) is het ook mogelijk twee Si diodes in

doorlaatrichting te schakelen. ”Uz" is dan circa 1,4 V

104

Algemene opmerkingen

1. De collectorstroom kiezen we dusdanig groot dat deze 'veel groter' is dan de wisselstroom die

aan de belasting (de volgende versterkertrap of de luidspreker) moet worden geleverd.

Deze wisselstroom Ip =

waarin

Up = de signaal-piekspanning (= l,4 × Ueff) aan de belaste uitgang

Rin = de (ingangs)impedantie van de volgende trap (ofwel de impedantie van de belasting)

2. Bij het versterken van kleine signalen (wanneer de schakeling dus lang niet maximaal wordt

uitgestuurd) kan de versterking worden vergroot door het kiezen van een grotere waarde voor

Rc, immers, A = 40 × URc. De enige voorwaarde is, dat de negatieve zwaai van de (versterkte)

signaalspanning, de collectorspanning niet beneden de waarde Ue + 0,3 V brengt.

3. Bij directe koppeling van twee trappen, moet de basisvoorspanning van de tweede trap gelijk

zijn aan de collectorspanning van de eerste trap. Dit kan worden bewerkstelligd door aanpassing

van Re van de tweede trap en/of Rc van de eerste trap.

(Rb1 en Rb2 van de tweede trap vervallen).

Om te voorkomen dat nu de versterking (A = Rc/Re) van één of van beide trappen onacceptabel

laag wordt, moet Re zonodig worden ontkoppeld. Om dan weer te voorkomen dat de

versterking uit de hand loopt (A = 40 × URc), splitsen we Re en ontkoppelen maar een gedeelte,

of nemen we een extra weerstand op in serie met de ontkoppelcondensator (zie onderstaande

figuren; de versterking A = Rc/Re2).

4. Weerstanden en condensatoren worden gekozen uit de standaardreeks:

1 - 1,2 - 1,5 - 1,8 - 2,2 - 2,7 - 3,3 - 4,7 - 5,6 - 6,8 - 8,2 maal:

0,1 - 1 - 10 - 100 Ω, 1 - 10 - 100 kΩ, 1 - I0 MΩ bij weerstanden.

1 - 10 - 100 pF, 1 - 10 - 100 nF, 1 - 10 - 100 - l000 μF bij condensatoren (niet alle waarden

leverbaar).

5. Condensatorwaarden zijn als regel minder kritisch dan weerstandwaarden omdat ze de gelijk-

spanningsinstelling van de schakeling niet beïnvloeden.

Voor ontkoppel- en afvlakcondensatoren geldt, dat de wisselstroomweerstand (Xc =

van

de condensator, ook voor de laagste af te voeren frequentie, klein moet zijn, bijvoorbeeld niet

meer dan enkele tientallen ohms.

Bij koppelcondensatoren moet de wisselstroomweerstand van de condensator, ook voor de

laagste over te dragen frequentie, klein zijn ten opzichte van de ingangsimpedantie van de

volgende trap, bijvoorbeeld niet meer dan 1/10 deel daarvan.

105

Een en ander resulteert in de volgende richtwaarden (naar behoefte aan te passen):

Frequentie koppel C ontkoppel C

LF (audio; fmin = 50 Hz) 3,3 μF8 100 μF HF (MG; fmin = 0,5 MHz) 330 pF8 0,01 μF

6. Selectie van courante LF transistoren

Pmax Ic(max) NPN PNP behuizing

0,5 W 100 mA BC547/548/549 BC557/558/559 TO-92(1)

1 W 1 A BC635/637 BC636/638 TO-92(2)

8 W 1 A BD135/137 BD136/138 TO-126

12,5 W 1,5 A BD226/228 BD227/229 TO-126

25 W 2 A BD233/235 BD234/236 TO-126

36 W 4 A BD435/437 BD436/438 TO-126

60 W 6 A BD291/293 BD292/294 SOT-82

90 W 8 A BDX91/93 BDX92/94 TO-3

115 W 15 A BDY20, 2N3055 TO-3

Darlington transistoren

40 W 4 A BD675/677 BD676/678 TO-126

90 W 8 A BDX63 BDX62 TO-3

115 W 12 A BDX65 BDX64 TO-3

Raadpleeg een transistorgids voor overige gegevens.

Aansluitgegevens:

8 Deze waarden gelden bij een ingangsimpedantie van de volgende trap ter grootte van 10 kΩ; bij hogere

ingangsimpedanties een evenredig lagere waarde kiezen en omgekeerd.